一種微波寬帶多端口直接調制方法*

劉保方，張澤勝

（杭州電子科技大學 通信工程學院，浙江 杭州 310018）

0 引 言

傳統(tǒng)發(fā)射機的射頻調制部分通常是先調制后上變頻和功放。為了改善雜散性能，往往采用多級混頻和濾波實現，電路結構復雜，尤其后功放模式，對非恒包絡的已調信號功放效率低，且濾波器帶寬固定。隨著多端口技術的發(fā)展，多端口直接調制概念被提出，即只需要一個多端口結電路和可變阻抗負載即可完成直接調制方案[1-2]。這種直接射頻調制技術采用先功放后調制模式，不再進行額外上變頻，無需混頻器和濾波器，可以直接對大功率載波信號進行幅度和相位的同時調制，簡化了電路結構，提高了功放效率，能夠實現高速M-PSK和M-QAM類調制[3-5]。在中頻調制－上混頻－濾波－射頻功放的傳統(tǒng)方案里，除了電路復雜外，調制速率受限于濾波器帶寬，而多端口直接調制技術則由于無需帶通濾波器，因此其調制速率可以相當高（只要可變負載的速率能夠適應）。可變阻抗負載根據實際需求可采用壓控開關﹑二極管和場效應管實現[6-8]。多端口調制方案中當屬六端口調制架構最為簡潔高效[9]。現有六端口直接調制技術的介紹多集中在2～3 GHz以及7～8 GHz頻帶內，Adriana Serban等人介紹了超寬帶六端口調制器，其帶寬分布在6～9 GHz范圍內[10]。本文通過對六端口直接調制器的分析，采用切比雪夫阻抗變換法和電容補償法設計出一種3～12 GHz超寬帶六端口電路結構，在滿足調制要求前提下，拓展了六端口直接調制器的帶寬。

1 六端口直接調制技術

圖1是六端口直接調制技術的方案原理，由六端口電路（虛線框圖Ⅰ）和可變阻抗負載（虛線框圖Ⅱ）組成。六端口電路由一個功分器和三個正交耦合器構成。通過基帶信號控制終端可變阻抗，進而改變反射系數，實現對載波的直接射頻調制[11-14]。

圖1 直接調制技術方案原理

為詳細描述射頻調制器各端口之間的關系，現引入六端口的S參數對其調制原理進行分析。Sxy表示端口y到端口x的S參數。ax表示端口x的輸入信號，bx表示端口x的輸出信號，Γx表示端口x的反射系數，則調制過程可表示為：

其中x=3﹑4﹑5﹑6。將式（3）進一步展開：

顯然，從式（4）可看出，端口2的輸出波是六端口電路S參數和終端阻抗反射系數Γ的函數。

基于理想六端口電路S參數為：

對式（4）做進一步分析整理，可得：

顯然ΓI=Γ3+Γ4，ΓQ=Γ5+Γ6。從式（6）可看出，六端口直接調制的基本原理是通過改變ΓI和ΓQ的值實現對載波信號的調制。然而，實現寬帶直接射頻調制的瓶頸是六端口電路的帶寬。

2 寬帶多端口電路設計與分析

這里采用切比雪夫阻抗匹配法和電容補償法優(yōu)化出一種寬帶六端口電路，使其在3～12 GHz頻帶內能夠滿足寬帶射頻直接調制的需要。

2.1 寬帶六端口電路的設計

在ADS軟件Linecalc工具中完成六端口電路的設計，電路的優(yōu)化和仿真在HFSS軟件中采用有限元分析法完成。它由一個威爾金森功分器和三個交叉串聯(lián)3 dB耦合器組成。其中，威爾金森功分器采用微帶線來實現，耦合器采用帶狀線來實現。整個六端口電路分為四層，兩層傳輸線走在三層基板兩兩之間，上層基板的上表面和下層基板的下表面都敷銅作為接地面。基板的材料采用Rogers RT5880，相對介電常數為2.2，損耗正切角為0.000 9，基板厚度自上而下依次為0.787 mm﹑0.254 mm﹑0.787 mm。圖2是3～12 GHz的寬帶六端口電路結構俯視圖。

圖2中，四節(jié)威爾金森功分器是采用切比雪夫阻抗變換法將單節(jié)威爾金森功分器改良變換后的結構，提高了有效帶寬內最高頻率與最低頻率的比值，進而拓展了功分器的帶寬。它的結構采用弧形走線方式，相較矩形框結構在減小電路占用面積的同時，有利于減小高頻信號的傳輸損耗。四個電阻的設置采用了“LumpRLC”邊界條件，接近實際應用。隨著電阻長度尺寸的減小，功分器性能有一定的提升。功分器的設計參數如表1所示。

圖2 六端口電路設計

表1 四節(jié)功分器參數值

功分器的電路結構版圖如圖3（a）所示，電路的復雜度并沒有提高。圖3（b）中把改進后電路的回波損耗值和隔離度值與改進前的對比，四節(jié)威爾金森功分器相較單節(jié)結構帶寬展寬。

圖3 改 進的功分器結構和特性參數

圖2包含三個3 dB七節(jié)交叉串聯(lián)定向耦合器，每個耦合器由兩個8.34 dB弱耦合器通過交叉串聯(lián)方式組合而成[15]。耦合器采用帶狀線作為傳輸線，相較微帶線，其損耗小，易提高功率容量。由于耦合器采用了多節(jié)阻抗變換線，可通過損耗連續(xù)性提高傳輸帶寬。為了解決各節(jié)阻抗線不連續(xù)處產生的寄生阻抗問題，在多節(jié)阻抗線連接處插入補償電容來改善寄生阻抗帶來的影響，以提高輸出信號的質量。電容補償原理于文獻[16]中給予了證明。本文將電容補償技術引入到七節(jié)交叉串聯(lián)耦合器結構，以提高耦合器的方向性和改善耦合器的回波損耗特性，間接改善六端口電路的插入損耗和回波損耗，并提高其相位特性。如圖4所示，七節(jié)交叉串聯(lián)耦合器原理圖呈軸對稱結構，故只詳細給出左上角區(qū)域的補償電容位置。

圖4 采用補償電容技術的七節(jié)耦合器原理

耦合器的電路結構參數值分布是關于坐標軸對稱的，因此只需要四組參數即可設計出七節(jié)耦合器，設計參數如表2所示。

表2 七節(jié)耦合器參數值

添加的補償電容值和等效傳輸線尺寸，如表3所示。

改進后的耦合器電路結構如圖5（a）所示，電路的回波損耗﹑隔離度以及插入損耗如圖5（b）所示，其在2～12 GHz范圍內較為理想。

表3 補償電容值和等效傳輸線尺寸

圖5 改進后的七節(jié)耦合器和特性參數

2.2 六端口電路關鍵參數分析

六端口電路性能的好壞可通過對其S參數曲線的定量分析進行評估，在滿足設計指標的前提下，可以明確限定其帶寬。如圖6所示，在3～12 GHz頻帶內，端口1的回波損耗值S11整體優(yōu)于-18 dB，端口2的回波損耗值優(yōu)于-20 dB，且電路有比較理想的駐波比。端口1和端口2的隔離度值S21整體優(yōu)于-24 dB。良好的隔離度是抑制載波泄露的關鍵。

圖7（a）中，3～12 GHz頻帶內，電路端口1到端口3﹑4﹑5﹑6的插入損耗S參數值整體分布在-6～-7.5 dB。圖7（b）中，端口2到端口3﹑4﹑5﹑6的插入損耗S參數值整體分布在-5.5～-6.7 dB。這說明六端口電路對待調制的載波信號有較小的衰減。

圖6 端口1﹑2回波損耗和隔離度特性曲線

圖7 六端口的插入損耗曲線

圖8給出的是電路的相位特性，圖中的數據線表示，在1～9 GHz頻段輸出端口的相位不一致性仿真值小于±2°；在9～13 GHz頻段內，輸出端口的相位不一致性仿真值小于±4°。較小的相位差偏移有利于降低相位調制的EVM值，電路的整體相位特性滿足調制要求。通過對六端口參數的分析，設計的六端口電路在3～12 GHz頻帶內能夠滿足直接射頻調制的需要。

圖8 輸出端口相對相位參數曲線

3 16QAM調制仿真

在ADS中完成六端口直接調制器的設計，為降低調制的非線性度，基帶I﹑Q信號的輸入方式采用差分模式，可變阻抗負載采用射頻壓控開關實現；為提高EVM指標，采取先期校準六端口電路步驟。實驗過程中，先以7.5 GHz為載波頻率，本振功率值設為0 dBm，基帶數據速率為200 Mb/s，進行16 QAM仿真，通過信號計算分析得到EVM值為0.82%。此外，又分別以0.5 GHz為步長，以3 GHz為起始點進行調制仿真分析，通過對多組實驗數據的計算與分析，得到EVM值如圖9所示。可見，在3～12 GHz頻帶內EVM值不超過1.2%。

圖9 3～12 GHz頻段內的EVM仿真值

4 結 語

在分析梳理六端口直接調制原理的基礎上，對六端口直接調制技術中的六端口電路進行寬帶設計，通過采用切比雪夫阻抗變換法和電容補償法優(yōu)化電路結構，給出一種3～12 GHz寬帶六端口直接調制器設計方案，在不影響調制性能基礎上，改善了六端口直接調制器的帶寬。

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