一種可重構的寬帶射頻前端設計*

郭昭楊

（中國電子科技集團公司第十研究所，四川 成都 610036）

0 引 言

隨著航空電子系統向數字化﹑一體化﹑寬頻帶方向發展[1]，航空電子設備對射頻信道要求越來越高。對于射頻收發信道來說，必須面對寬頻帶﹑多模式﹑高峰均功率比和信號高質量等產生的新要求，同時要在更小的體積和功耗條件下實現[2]。過去航空電子設備功能單一﹑花費較多，因此研究開發一種工作頻段寬﹑開放性好﹑可根據需要進行相應擴展﹑能適應多種不同信號﹑能執行多種處理任務的可重構寬帶射頻前端，是現代航空電子系統的必然要求[2]。

1 綜合化設計對射頻前端的要求

由于工作對象和目的的區別，不同的航空電子系統對射頻前端的要求不同。例如，偵察系統往往采用寬開設計，射頻接收前端的大動態，低虛假響應是發展方向。而通信系統多采用窄帶形式，在頻域上只占據有限的帶寬[3]，射頻前端追求低噪聲大動態設計，同時通信系統更加注重實時性。要實現各種航空電子系統的綜合化一體化設計，射頻前端必須滿足寬帶輸入﹑增益可重構﹑頻率可重構的特點。具體來說，射頻前端需解決以下問題：

（1）工作頻率覆蓋寬頻段；

（2）工作模式可軟切換，并根據系統需求對收發通道進行重新構建；

（3）預選器工作頻率可重構；

（4）工作帶寬可動態調整；

（5）增益可動態調整。

2 射頻前端的架構設計

目前，射頻前端架構主要有射頻直接采樣﹑零中頻和超外差三種架構。

射頻直接采樣是最理想的軟件無線電結構，原理如圖1所示。

美國總統特朗普在談到網絡司令部升級問題時強調，這體現了美國抵御網絡威脅的戰略決心，能夠消除美國盟友和伙伴的疑慮，并對敵人形成威懾。這一聲明，不僅向全世界公告了網絡空間司令部升級，也是在進一步劃分利益圈。隨著美國在網絡空間霸主地位的確立，其維護世界范圍內的網絡空間主導權的野心也昭然若揭，必然會加強與其盟國制訂利己排外的網絡空間國際規則。

圖1 射頻直采原理

射頻帶通采樣結構的實現基于帶通采樣原理，在A/D采樣前利用帶寬相對較窄的帶通濾波器實現抗混疊濾波，同時對所需頻帶的信號進行選擇放大。該技術難點集中在前置窄帶濾波器﹑大動態范圍及高采樣率的模數轉換器。這是目前限制該結構發展的主要原因。

零中頻技術是將射頻直接變換到基帶[4]，原理如圖2所示。

圖2 零中頻架構

零中頻技術采用正交下變頻方式獲得基帶信號。因為本振信號頻率與射頻信號頻率相同，所以其鏡象頻率就是射頻頻率本身。因此，該方案不存在鏡象頻率信號的干擾，也就不需要超外差架構中的鏡象抑制濾波器和選擇性要求很高的中頻濾波器。零中頻架構目前應用較為廣泛，尤其是在民用通信領域。

超外差技術是采用多次混頻將射頻信號轉換到中頻然后再進行放大和解調。超外差式結構的優勢在于性能穩定，尤其是抗干擾能力強。這是通過鏡像抑制濾波器和選擇性較好的中頻濾波器實現的。缺點是電路結構復雜，成本較高，如混頻器不線性造成的組合干擾頻點多等問題。超外差結構需要性能良好的濾波器濾除干擾，這些濾波器的制作受限于材料和工藝，不能集成。所以，超外差結構一般難以形成小型化系統。

綜合來看，目前技術條件下，零中頻方案在各校指標上表現較為均衡。考慮實現性和一定的前瞻性，零中頻架構均是較好的選擇。

3 射頻前端的寬頻段可重構設計技術

要實現射頻信道的可重構，零中頻體制是比較好的選擇。但是，不論采用什么體制，都必須實現射頻前端的可重構化，如預選器﹑放大器的重構等。同時，需結合目前現有及新興的一些工藝手段如LTCC﹑MEMS等，實現射頻前端的寬頻段化。

3.1 預選器重構

由于日漸復雜的電磁環境，空間中分布著各種不需要的電磁頻率。此時，需要有多個可獨立對不同頻率點進行預選的預選器進行信號的篩選工作。目前，比較主流的預選器有腔體﹑YIG﹑LC等多種實現形式。其中，LC濾波器在實現成本﹑尺寸上有著較大優勢，在工程中的應用也最為廣泛。因此，本文以LC預選器的重構為重點進行闡述。

LC預選器需要能夠根據頻率調諧碼或者壓控電壓改變濾波器的中心頻率。頻率調諧碼一般通過電容陣列實現頻率調諧，壓控電壓則通過調節變容二極管直流偏置電壓來改變變容二極管的電容值，從而實現改變濾波器中心頻率的目的。本文以壓控電壓調諧濾波器為例，在ADS中建立電路結構如圖3所示。D1～D4為變容二極管，采用背靠背對管的形式可改善其偶階失真。變容二極管的反向偏置電壓與變容二極管的電容值成反比，而諧振頻率所以，諧振頻率將隨著壓控電壓的升高而升高，從而實現電壓調諧。

圖3 電壓調諧濾波器電路結構

為保證濾波器的高選擇性，選擇電容電感時應選擇Q值較高的。一般貼片電感的Q值都較低，可以采用直徑較大的銅線繞制線圈作為諧振電感。采用高Q的ATC電容作為諧振電容，這樣濾波器的選擇性才能得以提升。同時，變容管的Q值也相當重要，其Q值越大，管子的損耗越小。在反向擊穿電壓VB處，Q值最大。經驗表明，選擇變容管時，為取得最大Q值，應選擇變容二極管的擊穿電壓與需要的調諧電壓范圍相當。

若諧振頻率覆蓋范圍為fmax和fmin，則可變電個倍頻程，則需采用多個工作在不同頻段的跳頻濾波器完成寬頻段的拼接覆蓋。圖4給出了該調諧濾波器在不同頻點（118 MHz和138 MHz）的S11﹑S21的仿真結果。

3.2 增益重構

射頻前端的增益需要根據不同的輸入信號電平加以控制，以保證各級電路不會飽和﹑失真。一般各類型的射頻接收機中都有專門的自動增益控制（AGC）電路完成該功能[6]。一種更為理想的方案是射頻前端低噪聲放大器的增益也可動態調整，這樣更加容易保證系統的噪聲系數。圖5設計了一個可變增益和頻率特性的LNA，其中L1﹑L2為可變電感。可變電感利用MEMS技術實現，通過改變可變電感的阻抗實現LNA匹配電路的重構，從而達到改變增益和頻率特性的目標。

圖4 不同頻點的仿真結果

圖5 可重構的LNA設計原理

通過改變反饋電感的方式，可以實現放大器增益的調整。但是，放大器的穩定性也會受到影響。因此，需要計算出電感量的最小可接受值。此外，受限于工藝水平，目前增益重構大多都是可變衰減器或可變增益放大器實現的。

3.3 寬頻段設計

3.3.1 低噪聲放大器的寬頻段設計

各種形式的微波晶體管，其功率增益隨頻率的升高以每倍頻程大約6 dB的規律下降[7]。要實現放大器的寬頻帶且工作頻帶內增益平坦特性，必須壓低低頻段增益，補償高頻段增益。另外，設計一個寬帶放大器，穩定性是最重要的。因為在寬頻帶上有多種阻抗失配，所以要確保放大器在所有頻率上都能穩定工作。此外，射頻前端放大器應具有低噪聲系數﹑大動態﹑帶內增益平坦和良好的駐波比。選取合適的放大器管芯，根據其參數對放大器進行直流掃描﹑偏置電路設計﹑建立仿真圖，如圖6所示。

根據放大器的仿真圖得到其穩定性及S參數﹑噪聲系數結果。其中，放大器理論上穩定性的充要條件為：

圖6 寬頻段低噪放仿真圖

其中K為穩定性因子，即StabFact；

為了放大器絕對穩定并得到合適的增益，放大器需加入源極反饋，并適當調整微帶線長，得到的仿真結果如圖7所示。

圖7 寬頻段低噪放仿真結果

放大器頻段還需要擴展，仍然采用負反饋方法擴展低噪放的頻帶。通過仿真計算，該結構放大器100～2 500 MHz增益可達20 dB左右，增益不平坦度小于2 dB，噪聲系數小于3，能夠滿足寬頻段低噪放要求。

3.3.2 寬頻段頻率源設計

頻率源是為了給正交調制解調器提供本振信號。此外，收發信道的跳頻速率也由頻率源的跳速決定。頻率源設計如圖8所示，由兩個相對獨立的鎖相環經通道開關組合而成。跳頻工作時輪流輸出本振信號，亦即通常而言的“乒乓環”。為了達到低相位噪聲﹑低雜散﹑高分辨率要求，每個單環采用小數分頻鎖相技術實現頻率合成。因為整數分頻鎖相環在高分辨率情況下鎖定時間較長，典型值為毫秒量級。但是，它在低分辨率情況下（最小步進間隔為數兆赫茲），轉換速度可以做到數十微秒。為了解決高分辨率與高鑒相頻率之間的矛盾，可以采用小數分頻技術。另一方面，電路采用“乒乓環”的構成方式，當跳頻工作時，一個環路輸出本振信號，另一個環路可同時進入鎖定過程，大大降低了對鎖定時間的要求。同時，跳頻時的頻率轉換時間即為電子開關的切換時間，通常為納秒的數量級。因此，在每一跳時隙內，可不考慮頻率轉換所占用的時間。

圖8 頻率源設計

取環路鑒相頻率為2.5 MHz，則環路自然角頻率為：

環路帶寬：

其中ζ=0.707。

設計中取BL＝50 kHz，以滿足各項指標要求。通過仿真軟件模擬分析，得出環路帶寬取50 kHz時環路鎖定時間曲線，如圖9所示。從圖9可知，經90 μs左右，本振頻率從225 MHz跳變到400 MHz附近，滿足鎖定時間指標要求。相噪測試結果如圖10所示。

圖9 時間－頻率曲線

圖10 相位噪聲測試

4 結 語

本文基于航空電子的綜合化需求出發，對寬頻段可重構射頻信道前端架構體制進行比較分析，在可重構思想指導下，對低噪放寬頻段設計和預選器的頻率重構設計進行仿真分析和重點探討，同時給出仿真結果，為后續工程研制奠定了基礎。

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