基于軟符號重構的迭代子載波間干擾補償方法

王 磊, 張慧敏, 從 婉, 劉海濤

(中國民航大學智能信號與圖像處理天津市重點實驗室, 天津 300300)

0 引 言

L頻段數字航空通信系統(L-band digital aeronautical communication system, L-DACS)是民航新一代空中交通管理系統的重要通信基礎設施[1]。L-DACS系統存在兩種候選技術方案,即L-DACS1與L-DACS2。兩種技術方案相比,L-DACS1具有頻譜利用率高、抗多徑衰落能力強及傳輸容量大等優點,因此獲得航空制造界與學術界的廣泛關注,該系統被視為民航未來航空數據鏈系統的重要技術手段[2-3]。為解決航空數據鏈系統頻率資源匱乏的問題,國際民航組織(international civil aviation organization,ICAO)提出將L-DACS系統部署在航空無線電導航L頻段的建議,其中,L-DACS1系統的頻譜內嵌在民航陸基測距機(distance measuring equipment,DME)的波道間,2007年世界無線電大會批準了ICAO的建議。由于L-DACS1系統的頻譜與DME系統頻譜存在部分重疊,而DME信號又是大功率的脈沖信號,因此對于L-DACS1系統正交頻分復用(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)接收機來說,DME信號就成了影響其系統性能的帶內干擾。文獻[4-6]表明,如果L-DACS1系統OFDM接收機不采取干擾抑制措施,系統的性能將顯著惡化,誤碼率增大,有可能造成空地鏈路通信失效,因此,在工程實際中必須要考慮OFDM接收機的脈沖干擾問題。

L-DACS1系統DME脈沖干擾抑制方法主要包括:非線性脈沖熄滅方法[7-10]、脈沖重構干擾抑制方法[11-12]和基于陣列天線空域濾波方法[13-14]。相對于其他干擾抑制方法,非線性脈沖熄滅法具有運算復雜度低、工程實現簡便及適用性強的優點。因此,L-DACS1系統技術規范建議使用脈沖熄滅法來抑制DME干擾[15]。雖然脈沖熄滅法在一定程度上可以提高L-DACS1系統鏈路傳輸的可靠性,但需要考慮兩個關鍵問題,即脈沖熄滅最佳門限如何設置及脈沖熄滅后帶來的子載波間干擾(inter carrier interference, ICI)問題。為解決OFDM接收機中脈沖熄滅方法的最佳門限設置問題,文獻[16]給出了脈沖熄滅自適應門限設置方法。為抑制脈沖熄滅導致的ICI問題,文獻[17]提出了基于硬判決的迭代ICI補償方法,仿真表明,所提出方法可提高鏈路傳輸可靠性,但由于硬判決方法固有的錯誤傳播現象,因此對OFDM接收機符號差錯性能的改善有限。

為了抑制脈沖熄滅法產生的ICI干擾,提高OFDM接收機的鏈路可靠性,提出了基于軟符號重構的迭代ICI時域補償方法(以下簡稱軟符號重構法)。實施步驟如下:首先,接收機譯碼器輸出的碼字比特軟信息通過交織與重構得到發送符號的軟估計值;然后利用該軟估計值和信道頻率響應可以重構出接收信號的時域波形;最后對熄滅信號樣值進行時域補償。仿真結果表明:軟符號重構法可克服硬判決迭代ICI干擾抑制方法存在的錯誤傳播現象,有效消除脈沖熄滅產生的ICI,提高L-DACS1系統OFDM接收機的可靠性。此外,相對于正常的接收機,所提出方法的運算復雜度僅增加一倍,因此該方法可應用于實際系統。

論文具有兩個方面的貢獻:一是提出了基于軟符號重構的迭代ICI抑制方法;二是提出了軟符號重構的計算方法。

1 軟符號重構法迭代ICI抑制接收機

1.1 迭代ICI干擾抑制OFDM接收機框架

首先,L-DACS1系統的OFDM接收機將L波段的射頻信號經變頻、放大和濾波后轉換為模擬基帶信號,然后通過A/D模塊采樣得到數字基帶信號。為了保證DME脈沖干擾的抑制性能,在采樣時采用了過采樣,一般為4倍過采樣方案。軟符號重構法迭代ICI抑制接收機的原理框圖如圖1所示。

圖1 軟符號重構的迭代子載波間干擾抑制接收機Fig.1 Block diagram of the proposed OFDM receiver

假設接收機已建立符號定時同步,則接收機移除循環前綴后,單個OFDM符號周期內接收信號矢量表示為r=[r0,…,rn,…,rVK-1]T。

r=h?x+i+n

(1)

式中,V代表過采樣因子;K代表OFDM系統子信道總數;h代表信道沖激響應矢量;x代表發射信號矢量;i代表信道輸入的DME干擾信號矢量;n代表信道輸入的復高斯白噪聲矢量。

接收信號矢量r分成兩路,一路送入DME干擾檢測器檢測是否存在DME干擾,如果接收信號存在DME干擾,則進一步送入脈沖位置估計器計算DME干擾出現的位置[8],同時將含有DME干擾的樣值序號存放在集合Ω中,即Ω={n|rn包含DME噪聲,n=0,1,…,VK-1}。另一路接收信號矢量r則送入脈沖熄滅器消除脈沖干擾后,相應地輸出信號矢量表示為y=[y0,y1,…,yn,…,yVK-1]T。

y=D·r

(2)

式中,D=diag(d0,d1,…,dn,…,dVK-1)代表脈沖熄滅矩陣,當接收信號矢量r中第n個樣值含有DME干擾時,dn取值為0;否則,dn取值為1。脈沖熄滅器輸出信號矢量y進一步送入ICI干擾補償器對子載波間干擾進行補償,ICI干擾補償器輸出信號矢量記為z=[z0,z1,…,zn,…,zVK-1]T,其第n個樣值zn表示為

(3)

Yov=F·z

(4)

(5)

(6)

(7)

式中,F-1代表VK點的離散傅里葉逆變換矩陣。當迭代ICI干擾補償方法收斂后,譯碼器輸出的信息比特后驗軟信息LDes送入硬判決器進行判決可得到發送比特序列的估計值。

1.2 測距儀干擾檢測方法

圖2給出OFDM與DME信號頻譜重疊示意圖,橫坐標為頻率,縱坐標為功率,信號干擾比(signal to interference ratio, SIR)=-4 dB,fc=±500 kHz。圖2中黑色實線表示OFDM信號頻譜,藍色虛線表示濾波后的DME信號頻譜。由圖2可觀測到:OFDM信號能量主要集中在-250～+250 kHz波段,而DME信號的大部分能量則位于±250 kHz附近?；诖?通過比較信號在頻率±250 kHz及直流子信道附近平均功率的大小,就可以檢測接收信號中是否含有DME干擾。

圖2 OFDM信號與DME信號頻譜重疊示意圖(SIR=-4 dB,fc=±500 kHz) Fig.2 Spectrum overlaps of OFDM and DME signal(SIR=-4 dB,fc=±500 kHz)

(8)

(9)

(10)

1.3 軟符號解調方法

軟符號解調器第k個子信道輸入信號Yk表示為

Yk=Hk·Xk+Nk,k=0,1,…,K-1

(11)

式中,Hk代表第k個子信道的頻率響應;Xk代表第k個子信道傳輸的調制符號;Nk代表第k個子信道輸入的噪聲信號,其包括信道輸入的復高斯白噪聲及脈沖熄滅導致的ICI噪聲。對于不同調制方式,接收機軟解調的方法不相同,為方便敘述,以下以正交相移鍵控(quadrature phase shift keying,QPSK)調制為例來說明接收機軟解調的方法。

(12)

(13)

式中

(14)

1.4 軟符號重構方法

(15)

(16)

(17)

最后根據式(17)計算得到調制符號Xk取值為各個星座點的概率,調制符號Xk的軟估計值為

(18)

2 仿真結果與分析

2.1 仿真參數設置

為了驗證所提出的基于軟符號重構的迭代ICI抑制方法的正確性,本文參考L-DACS1系統規范設計了基于軟符號重構的迭代ICI抑制方法的L-DACS1系統仿真平臺。主要參數設置如下:

(1) 發射機參數

卷積編碼:生成多項式[171 133];

交織器深度:5 400(DATA/CC幀);

調制方式:QPSK/8PSK;

過采樣因子:4;

IFFT點數:64;

有效子載波數:50;

循環前綴點數:11。

(2) 信道參數

信道類型:加性高斯白噪聲(addictive white Gaussian noise,AWGN)/航空Parking信道;

DME干擾源數目:1;

脈沖出現頻率:3 600(脈沖對/秒);

干擾載波偏置:500 kHz;

信干比:-4 dB。

(3) 接收機參數

等效中頻濾波器:通帶截止頻率0.3 MHz,阻帶截止頻率0.6 MHz;

抗混疊濾波器:滾降因子0.25升余弦濾波器。

2.2 仿真結果分析

采用本文方法重構出來的OFDM時域波形如圖3所示。仿真時設置信道類型為AWGN信道，SIR=-4 dB,信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)=15 dB。為了便于比較,畫圖時忽略了DME脈沖干擾和高斯白噪聲。在圖3中,藍色曲線代表進行脈沖熄滅抗干擾后的OFDM信號波形,紅色曲線代表利用本文方法進行1次迭代干擾補償后的OFDM信號波形,黑色曲線代表沒有經過脈沖熄滅處理的原始OFDM信號波形。由圖3可知,1次迭代干擾補償后的OFDM信號波形(紅色)與原始的OFDM信號(黑色)波形基本一致。

圖3 重構的時域信號波形(AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)Fig.3 Reconstructed time-domain signal waveform(AWGN,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)

采用本文方法進行干擾補償后對接收信號星座的影響進行分析和仿真,結果如圖4所示。仿真時設置信道類型為AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB。圖4(a)代表脈沖熄滅后接收信號的星座,圖4(b)代表迭代1次補償后接收信號的星座,圖4(c)代表迭代2次補償后接收信號的星座,圖4(d)代表迭代3次補償后接收信號的星座。4個星座比較表明:①本文提出方法可有效消除子載波間的干擾;②本文提出方法收斂速度快,僅需要1次迭代就能獲得滿意的補償效果。

圖4 解調信號星座(AWGN信道,SIR=-4 dB,SNR=15 dB)Fig.4 Constellation diagram after modulation (AWGN, SIR=-4 dB,SNR=15 dB)

圖5給出了本文所提出方法的誤比特率(bit error ratio, BER)曲線,仿真時設置信道類型為AWGN信道,SIR=-4 dB,OFDM信號調制方式為QPSK。其中，標有“○”的曲線是沒有進行干擾抑制的BER曲線;標有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標有“◇”的曲線是經過1次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“▽”的曲線是經過2次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“----◇----”的曲線代表經過1次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“----▽----”的曲線代表經過2次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“·”的曲線代表不存在DME干擾時的BER曲線。

圖5 比特差錯性能曲線(AWGN信道,QPSK,SIR=-4 dB)Fig.5 BER performance (AWGN channel, QPSK, SIR=-4 dB)

圖6給出了本文所提出方法的比特差錯性能曲線，仿真時設置信道類型為多徑信道,SIR=-4 dB，OFDM信號調制方式為QPSK。其中，標有“○”的曲線是沒有進行干擾抑制的BER曲線;標有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標有“◇”的曲線代表經過1次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“▽”的曲線代表經過2次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“----◇----”的曲線代表經過1次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“----▽----”的曲線代表經過2次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“·”的曲線代表不存在DME干擾時的BER曲線。

圖6 比特差錯性能曲線(多徑信道,QPSK,SIR=-4 dB)Fig.6 BER performance (multipath channel, QPSK, SIR=-4 dB)

圖7給出了本文所提出方法的比特差錯性能曲線，仿真時設置信道類型為多徑信道,SIR=-4 dB，OFDM信號調制方式為8PSK。其中,標有“○”的曲線是沒有進行干擾抑制的BER曲線;標有“□”的曲線為脈沖熄滅法的BER曲線;標有“◇”的曲線代表經過1次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“▽”的曲線代表經過2次迭代處理后的硬判決ICI補償法的BER曲線;標有“----◇----”的曲線代表經過1次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“----▽----”的曲線代表經過2次迭代處理后的軟符號重構法的BER曲線;標有“·”的曲線為不存在DME干擾時的BER曲線。

圖7 比特差錯性能曲線(多徑信道,8PSK,SIR=-4 dB)Fig.7 BER performance (multipath channel, 8PSK, SIR=-4 dB)

綜合圖5、圖6和圖7的仿真結果可知:本文提出的接收機工作在AWGN信道或多徑信道情況下,當信號調制方式為QPSK或8PSK時,采用軟符號重構迭代ICI干擾補償方法的BER明顯低于硬判決迭代ICI干擾補償方法的BER。即,相對于硬判決法,軟符號重構法可顯著改善鏈路傳輸可靠性。另外,軟符號重構法收斂速度快,僅需要一次迭代補償就可獲得滿意的效果。

3 結 論

為了抑制脈沖熄滅法產生的ICI干擾,提高OFDM接收機的鏈路可靠性,提出了基于軟符號重構的迭代ICI擾補償方法。軟符號重構迭代ICI干擾補償方法。首先，利用譯碼器輸出的碼字比特軟信息計算發送符號的軟估計值；然后,利用信道衰落系數和發送符號軟估計值計算得到OFDM發送信號波形；最后,根據被熄滅樣值的位置信息補償被熄滅的樣值,從而消除脈沖熄滅導致的ICI干擾。隨著迭代次數的增加,譯碼器輸出碼字比特軟信息的精度提高,發送符號的軟估計值越接近發送符號的真值,最后計算得到的發送OFDM信號的波形越精確,ICI干擾補償后殘留干擾越小,系統鏈路傳輸可靠性進一步提高。

軟符號重構法優于硬判決迭代ICI干擾補償方法,并且軟符號重構迭代ICI干擾抑制方法收斂速度快,僅需1次迭代就可有效消除ICI干擾,獲得滿意的鏈路差錯性能。

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