一種大功率電源組件輔助電源的技術(shù)設計

周 鑫，查文琦，張 帥，曾婭琪

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

一種大功率電源組件輔助電源的技術(shù)設計

周 鑫，查文琦，張 帥，曾婭琪

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

論述了輔助電源的工作原理，詳細介紹了一種反激式開關(guān)電源的技術(shù)設計，并對設計關(guān)鍵點作出分析。通過測試得到的信號波形說明了本方法設計出的開關(guān)電源可以減小紋波和提高電源效率，保證電壓的穩(wěn)定輸出。

相控陣雷達；發(fā)射系統(tǒng)；輔助電源；反激變換器；電流控制模式；震蕩分析；交叉調(diào)整率

0 引 言

電源組件對整個相控陣雷達發(fā)射系統(tǒng)的可靠性具有重要意義，其中輔助電源作為電源組件內(nèi)部不可或缺的一部分，其功率相對較小，為組件控制電路及功率驅(qū)動等提供可靠能量保障。輔助電源具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點。結(jié)合工程實際，輔助電源的拓撲結(jié)構(gòu)采用單端反激式變換器。[1]

1 技術(shù)設計

1.1 技術(shù)原理分析

圖1給出了反激變換器的主電路圖。反激變換器主要由功率開關(guān)管Q、整流二極管D、電容C和變壓器構(gòu)成。功率開關(guān)管按PWM方式工作。變壓器包括原邊繞組W1和副邊繞組W2，兩繞組要緊密耦合。原邊繞組W1實質(zhì)上是耦合電感，用普通導磁材料鐵芯時必須有氣隙，以保證在最大負載電流時鐵芯不飽和。反激變換器由于電路簡潔，元器件較少，適合于多路輸出場合使用。

圖1 反激變換器主電路圖

反激電路可以看作隔離的Buck/Boost電路。在反激電路中，輸出變壓器除了實現(xiàn)電隔離和電壓匹配外還有儲存能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者是電感的屬性。當開關(guān)管導通時，變壓器原邊電感電流開始上升，此時由于次級同名端的關(guān)系，輸出二極管截止，變壓器儲存能量，負載由輸出電容提供能量。當開關(guān)管截止時，變壓器原邊電感感應電壓反向，此時輸出二極管導通，變壓器中的能量經(jīng)由輸出二極管向負載供電，同時對電容充電，補充剛剛損失的能量。反激變換器也有電流連續(xù)CCM(Continuous Current Mode)和電流斷續(xù)DCM(Discontinuous Current Mode)兩種工作方式。反激變壓器是耦合電感，其原邊繞組W1的自感L1的電流因Q的關(guān)斷不可能連續(xù)。反激變換器電流連續(xù)工作方式是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關(guān)周期中不為零，而電流斷續(xù)是指合成安匝在Q的關(guān)斷期間內(nèi)有一段時間為零。圖2所示為兩種工作模式下的理想波形，其中，Ug為功率開關(guān)管Q的驅(qū)動信號，UT為功率開關(guān)管Q的漏源級端電壓波形，UL2為副邊繞組W2的電壓波形，IL1為變壓器的初級電流波形，IL2為變壓器的次級電流波形。[2-3]

圖2 反激變換器CCM(a)和DCM(b)工作模式

1.2 設計說明

1.2.1 系統(tǒng)構(gòu)成

工程實際技術(shù)指標：

(1) 輸入：150 ～ 400 VAC/50 Hz±1%；

(2) 輸出直流電壓：±12.0 V/0.5 A；5.0 V/2.0 A；15.0 V/1.0 A；

(3) 具有寬幅輸入，缺相保護；

(4) 紋波：≤ 1%(5.0 V/2.0 A)；≤2%(±12.0 V/0.5 A；15.0 V/1.0 A)；

(5) 效率：≥90%。

根據(jù)以上工程實際技術(shù)指標選定反激變換器工作在電流斷續(xù)工作模式。電源電路主要由單端反激式變換電路和PWM控制電路兩部分組成。技術(shù)設計整體思路是：時鐘信號以一個固定的頻率來啟動電源脈沖，當電流反饋的模擬量達到由誤差信號所確定的門限時，脈沖將被終止。誤差信號以這種方式實際上起到了控制峰值電流反饋量的作用。這與傳統(tǒng)方案截然不同，后者由誤差信號直接控制脈沖寬度，而不考慮原邊電感器電流。通過使用電流模式控制獲得了一些性能優(yōu)勢，實現(xiàn)了一種輸入電壓前饋特性，即控制電路能夠即刻校正輸入電壓偏差，而不會耗盡任何誤差放大器的動態(tài)范圍。系統(tǒng)框圖如圖3所示。

圖3 反激式開關(guān)電源的系統(tǒng)框圖

該系統(tǒng)采用了電流電壓雙閉環(huán)串級結(jié)構(gòu)，內(nèi)部是電流環(huán)，外部是電壓環(huán)?？刂圃硎牵航o定的電壓與從輸出反饋回的電壓進行比較，得到的電壓誤差經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器輸出作為另一個給定的電壓信號。該信號與經(jīng)電阻采樣反映電流變化的信號進行比較，輸出一個可調(diào)節(jié)占空比的PWM脈沖信號，從而使得輸出的電壓信號保持恒定。電流型PWM控制器的優(yōu)點是：電壓調(diào)整率好、負載調(diào)整率好、系統(tǒng)穩(wěn)定性好。UC3845是Unitrode公司生產(chǎn)的一種高性能固定頻率電流型PWM控制器，主要包括誤差放大器、PWM比較器、PWM鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準電壓和欠壓鎖定單元等幾部分。UC3845是單端輸出，可直接驅(qū)動晶體管和MOSFET，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝和調(diào)試方便、性能優(yōu)良、價格低廉等優(yōu)點。

1.2.2 工作模式分析

穩(wěn)態(tài)工作時，Q導通時鐵芯磁通Φ的增長量ΔΦ(+)必須等于Q關(guān)斷時的減少量ΔΦ(-)，即ΔΦ(+)=ΔΦ(-)。以Dy表示占空比，Ts表示開關(guān)周期，Vin和Vo分別表示輸入和輸出電壓，則有ΔΦ(+)=DyTsVin/W1，ΔΦ(-)=(1-Dy)TsVo/W2，由此可得

(1)

此時原邊繞組W1的電流最大值為Ipmax=DyTsVin/L1，則流過整流二極管D的最大電流值為Ismax=DyTsVin/L1，負載電流Io=0.5(1-Dy)Ismax。則有

(2)

上式表明電感電流斷續(xù)時，Vo/Vin不僅與Dy有關(guān)，而且還和負載電流Io大小有關(guān)。Dy一定時，減小Io，則輸出電壓升高。

結(jié)合技術(shù)指標要求和前文分析，所設計的輔助電源電路如圖4所示。圖中，T1為高頻變壓器，經(jīng)EMI濾波處理后的三相輸入電壓經(jīng)整流濾波為約500 V的直流電壓。R6為限流電阻，抑制開機浪涌電流。R1和R4為啟動電阻，通過啟動電阻對C11啟動電容的充電完成UC3845的第一次啟動，之后由輔助繞組提供UC3845的供電電壓。電路的工作頻率由定時電阻R11和定時電容C23決定，實際應用中設定開關(guān)頻率f= 1.8/(RTCT)≈ 80 kHz。電阻R2、R3，以及電容C2和二極管V7構(gòu)成RCD吸收緩沖回路，以消除變壓器的漏感及導線的分布電感中的電流在開關(guān)管上產(chǎn)生的電壓尖峰。R5為輔助繞組的限流電阻，為UC3845內(nèi)部的鉗位穩(wěn)壓管提供一個限流電阻，同時限制啟動電容的充電電流。電阻R7和R12為電壓取樣電阻，作為電壓誤差放大器的反相輸入端。電阻R13為原邊電流取樣電阻，選用金屬氧化物薄膜無感電阻器。電阻R10和電容C22構(gòu)成RC濾波網(wǎng)絡，以消除由高頻變壓器繞組間的分布電容和輸出整流二級管反向恢復時間所引起的電流尖峰，濾波網(wǎng)絡的選定依據(jù)是RC時間常數(shù)約等于電流尖峰的震蕩持續(xù)時間。二極管V4、V6、V11和V13為副邊輸出整流二極管。電容C4、C9、C15和C18構(gòu)成第一級濾波電容器，用以吸收交流紋波電流。電感L1、L2、L3和L4與后面的濾波電容構(gòu)成第二級LC低通濾波器。整機工作過程就是通過對輔助繞組的電壓反饋和對原邊電感的電流反饋的雙環(huán)串級控制以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

圖4 反激式開關(guān)電源電路圖

1.3 關(guān)鍵點分析

1.3.1 開關(guān)管端電壓波形分析

開關(guān)管在關(guān)斷期間承受的電壓VDS主要分為3部分，輸入直流電壓VDC、副邊反射電壓VRO和變壓器漏感電壓Vlk，即VDS=VDC+VRO+Vlk，如圖5紅色箭頭所示。圖中，VRO是因原邊開關(guān)管關(guān)斷時，副邊二極管導通，輸出電壓通過變壓器副邊反射到原邊的電壓(VoW1/W2)。大多數(shù)反激電源中，由于匝比較大，因此即使采用合理的方法，漏感也只能控制在初級電感的2%左右，故變壓器漏感電壓Vlk是不可消除的。因變壓器的漏感和開關(guān)管的等效結(jié)電容等因素，在電流斷續(xù)工作模式下，開關(guān)管的端電壓波形會出現(xiàn)兩處震蕩，如圖5實測的開關(guān)管端電壓波形所示。第1處震蕩主要由變壓器漏感引起的，主要是變壓器漏感LK、原邊等效分布電容CP、等效反射電壓源VRO和開關(guān)管等效結(jié)電容CDS在開關(guān)管關(guān)斷瞬間形成的阻尼震蕩，其等效電路如圖5黑色箭頭所示。第2處震蕩是電流斷續(xù)時的震蕩，主要來自于原邊電感LM，因副邊電流為零，原邊電感沒有了反射電壓嵌位，故引起原邊電感和CDS的震蕩，其等效電路如圖5藍色箭頭所示。

圖5 震蕩處等效電路圖

1.3.2 RCD吸收緩沖電路的設計

如圖5所示，漏感與勵磁電感串聯(lián)，勵磁電感存儲的能量可通過變壓器耦合到副邊，而漏感因為不耦合，故能量不能傳遞到副邊。因此，在開關(guān)管關(guān)斷時，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電路電壓過沖和震蕩，影響電路工作性能。

單周期內(nèi)漏感中的能量可表示為Elk= 0.5LKIp2，其中Ip為開關(guān)管關(guān)斷時的峰值電流?？梢哉J為在開關(guān)管關(guān)斷時候吸收電容C2的電壓很快升高到設計的最高值，然后二極管V7截止，電容上電壓通過電阻R2和R3放電，電壓會越來越低。在開關(guān)管關(guān)斷期間內(nèi)，要保證電容上電壓不會低于反射電壓VRO。如果電阻放電過快在開關(guān)管關(guān)斷期間內(nèi)電容上電壓降低到反射電壓，那么RCD吸收電容及電阻就等效并聯(lián)在了變壓器的副邊，消耗的將是期望傳遞到副邊的能量，將降低工作效率。

設定期望的過充電壓為V1，在開關(guān)管導通時電容上的電壓恰好放電到反射電壓VRO，這樣可以計算吸收電容的數(shù)值Cs。這是因為在每個開關(guān)周期內(nèi)，電容電壓變化產(chǎn)生的能量差與漏感中的能量基本是一致的，則有

(3)

其中，漏感LK是可以測量的，Ip也是可以計算的，反射電壓VRO是已知的，因此就可以計算吸收電容的值Cs。確定吸收電容后，可以根據(jù)電容的放電公式計算吸收電阻。電容放電公式：

V1=VRO*exp(-t/τ)

其中t為截止期時間(按照最小占空比計算)，根據(jù)上式可以計算τ值，然后根據(jù)公式τ=RC來計算吸收電阻。圖6為緩沖電容C2和變壓器原邊的電壓波形。

圖6 緩沖電容和變壓器原邊的電壓波形

1.3.3 輸出電路參數(shù)的計算

由于所設計的反激式開關(guān)電源的能量傳遞必須通過變壓器轉(zhuǎn)換實現(xiàn)，變壓器的初次級兩側(cè)的開關(guān)(功率開關(guān)管和整流二極管)均工作在電流斷續(xù)狀態(tài)，故其輸出電流的交流分量需要由輸出濾波電容來吸收。對應輸出整流二極管和濾波電容器的電流波形如圖7所示。

圖7 輸出整流二極管和輸出濾波電容的電流波形

由圖7可以得到流過輸出整流二極管的電流峰值IrecM與平均值Io、有效值Irecrms的關(guān)系為

(4)

其中Dmax表示輸出整流二極管的最大導通占空比。式(4)表明隨著輸出整流二極管導通占空比的減小，相同輸出電流平均值對應的電流峰值、電流有效值會增加。關(guān)于紋波電壓的問題，如果要求輸出紋波較低，可以增加輸出濾波電容。較好的辦法是在輸出端附近加一小型LC噪聲濾波器，取代原來昂貴的低內(nèi)阻電容。

1.3.4 交叉調(diào)整率

在多路輸出反激變換器的應用中，交叉調(diào)整率是一個重要的限制因素。由于導通期間變壓器原邊電感的儲能作用，在導通結(jié)束時輸入電流將達到某一最大峰值。當開關(guān)管關(guān)斷時，該電流將轉(zhuǎn)變?yōu)榇渭夒娏?。理解交叉調(diào)整率的關(guān)鍵點就是這個轉(zhuǎn)變的電流在各次級間是如何分配的。影響和改善交叉調(diào)整率的主要因素包括以下幾方面[4]：

(1) 反饋繞組的選定

實際上大部分的初級電流將傳遞到漏感最小的次級輸出，如果該輸出沒有用于反饋控制，那么將出現(xiàn)過沖現(xiàn)象。如果該輸出用于反饋，那么占空比將會減小，從而將會降低其他輸出。

(2) 增加輔助的二次穩(wěn)壓電路

另一個對交叉調(diào)整率起重要作用的因素是非反饋輸出繞組的匝數(shù)選取。為了保證輸出在一定的偏差范圍內(nèi)，常常需要增加或減少匝數(shù)以調(diào)整反饋輸出。為使各輸出保持在各自的指標范圍內(nèi)，將會增加選擇和測試的時間，通常對幾組超出偏差范圍的輸出增加線性開關(guān)穩(wěn)壓器進行二次穩(wěn)壓。

(3) 次級輸出繞組串聯(lián)電感

通過在次級輸出繞組串聯(lián)電感可解決該問題可解決該問題，電感可以控制開關(guān)管關(guān)斷時的次級電流變化率。通過控制變化率，電壓和負載交叉調(diào)整率都可獲得顯著改善，其中串聯(lián)的電感值要遠遠大于副邊繞組折射的漏感值。

2 測試結(jié)果

2.1 測試數(shù)據(jù)

電源開關(guān)頻率為80 kHz，試驗測得主要的數(shù)據(jù)：紋波34 mV(5.0 V/2.0 A)，158 mV(±12.0 V/0.5 A)，180 mV(15.0 V/1.0 A)，效率93%(滿載條件下)，滿足技術(shù)指標要求。

2.2 測試波形

圖8為實際測得的開關(guān)管驅(qū)動波形和其對應的端電壓波形。圖9為開關(guān)管驅(qū)動波形和其對應的電流采樣波形。

圖8 開關(guān)管驅(qū)動波形和端電壓波形

圖9 開關(guān)管驅(qū)動波形和電流采樣波形

3 結(jié)束語

在脈寬調(diào)制開關(guān)變換器中引入電流模式控制可大大減少控制回路所遇到的各種問題，尤其對于完全能量轉(zhuǎn)換方式。由于輔助繞組作為閉環(huán)控制，對其的控制必然同時影響所有的輸出電壓，當某一輸出調(diào)整率要求較高時，可以在該副邊輸出端加用三端線性集成穩(wěn)壓器。

[1] 張占松，蔡宣三. 開關(guān)電源的原理與設計[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[2] 阮新波，嚴仰光. 直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)[M]. 北京：科學出版社，2000.

[3] Abraham I. Pressman, Keith Billings, Taylor Mor-ey. Switching Power Supply Design (Third Edition)[M]. 北京：電子工業(yè)出版社，2010.

[4] 楊恒. 開關(guān)電源典型設計實例精選[M]. 北京：中國電力出版社，2007.

Technical design of an auxiliary power supply on high-power power supply module

ZHOU Xin, ZHA Wen-qi, ZHANG Shuai, ZENG Ya-qi

(No. 724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

The working principle of an auxiliary power supply is elaborated, and the technical design of a flyback switching power supply is introduced in details with the key factors analyzed. From the test signal waveforms, it is demonstrated that the design method can reduce the switching power supply ripples, improve the power efficiency, and ensure stable voltage output.

phased array radar; transmission system; auxiliary power supply; flyback converter; current control mode; shock analysis; cross regulation

TN86

A

1009-0401(2017)04-0035-05

2017-10-10

周鑫(1989-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達發(fā)射與電源技術(shù)；查文琦(1990-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達發(fā)射與電源技術(shù)；張帥(1989-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達發(fā)射與電源技術(shù)；曾婭琪(1991-)，女，工程師，碩士，研究方向：雷達發(fā)射與電源技術(shù)。