一種水下航行體水聲遙控系統設計與實現?

付傳寶 匡 彪 嚴 杰 吳家喜

1 引言

近些年水聲遙控技術越來越得到各國的重視，各國競相加大了研究投入，并取得了一定的成果。水聲遙控除了在水下機器人、海上石油平臺和水下作業等民用技術方面有大量的應用外，在軍事上也有很好的表現。美國Hi-shear公司生產了型號為Mark 12 Mod 0的水聲遙控點火系統（AFS）可用于銷毀水下各種可爆炸軍械武器，該系統在水面使用鍵盤操作發出指令代碼，通過換能器發射，由貼在被銷毀武器表面的設備接收后執行指令，該系統作用距離3km。國內各個研究機構在水聲遙控領域也投入了大量的研究精力，如西北工業大學、中科院聲學所和哈爾濱工程大學等。其中西北工業大學對水下武器聲遙控安全起爆、水聲遙控引信等技術進行了深入的研究，其采用頻率編碼信號傳輸外加FSK的擴頻調制方式，已經在工程上得到應用。但國內各個研究機構尚未研制出在市場上應用廣泛、技術成熟的產品，只針對某些特定項目而研制，與國外存在一定距離。

為保障UUV等中低速水下航行體的作業安全，降低母船對其控制的風險，設計了一種可靠的水聲遙控系統，研制了一套水聲遙控信號傳輸樣機，進行了湖上靜態與動態試驗。最終系統達到以下兩種功能：1）完成航行體作業過程中緊急上浮、下沉等命令的傳輸；2）完成航行體航行中航行模式的調整、改變等。

2 水聲遙控系統總體方案

水聲遙控系統主要由遙控指令發射設備、遙控指令接收設備和調試設備等組成。其系統構成如圖1所示。其中遙控指令發射設備主要由顯控臺、信道解調器、信道譯碼器、功率放大器和發射換能器組成；遙控指令接收設備裝載于航行體上，由接收換能器、信號調理器、信道解調器、信道解碼器和執行指令輸出組件等組成；調試設備用于系統的前期試驗驗證與功能調試，其設備組成與遙控指令接收設備幾乎一樣，只是增加了一個顯控臺用于調試過程中，顯示接收指令內容。

遙控指令包括啟動、停車、上浮指定深度、下潛指定深度、設定航行速度、改變航行方向等指令。遙控信標體制分為同步、導頻、地址碼和指令信息碼四部分，如圖2所示。同步脈沖用于判斷信號檢測起始位置，為中心頻率10kHz，帶寬4 kHz的正線性調頻，脈寬5ms；導頻用于多普勒頻偏補償，為10kHz單頻，脈寬5ms；地址碼用于識別遙控目標，為兩個單頻的疊加，脈寬共4ms，可識別4個目標；指令信息碼用于識別目標的指令類型，為6個單頻的疊加，脈寬共12ms，可調制64個指令。T1為同步脈沖和導頻脈沖之間的保護間隔，為30ms；T2為導頻和地址碼、地址碼和指令信息碼之間的保護間隔，為50ms。

3 水聲遙控系統硬件設計

水聲遙控設備主要由遙控指令接收設備、遙控指令發射設備及便攜式調試設備等組成。遙控指令發射設備一般固定在工作母船上，負責遙控指令的生成、編碼、調制及放大輸出等；遙控指令接收設備裝載于水下航行體上，負責接收工作母船發出的遙控指令水聲信號，經調理、解調解碼后，將遙控指令信息發送給水下航行體執行機構；便攜式調試設備負責遙控指令發射設備的功能檢測工作，采用與遙控指令接收設備類似的硬件結構，完成遙控水聲信號的調理、解調解碼等，將遙控指令信息顯示出來。

三個設備硬件采用模塊化設計，僅外圍芯片有所差異，主要組件數字信號處理器均基于DSP+FPGA的架構，DSP與DDR之間是直接的并行數據通信，其他部分與DSP之間的數據通信則是要經過FPGA的處理，DSP與FPGA之間也是并行的數據接口，即AD、DA、DDS、串口等外設都是與FPGA之間進行數據通信的。其核心處理器選用TI公司的TMS320C6455，TMS320C6455的主頻為1.2GHz，外設中DDR內存128Mbytes，FLASH容量4MBytes，DDR用來臨時存儲運算中用到的數據，FLASH用來實現DSP的程序加載。數字信號處理機的整體結構如圖3所示。其中，DSP主要負責數據的調制解調，作為數字信號處理板的主處理器，FPGA負責板卡上外圍器件的驅動，包括AD、DA的控制和數據的收發、緩沖等處理，DDS控制及頻率輸出，模擬串口通信協議實現串口數據收發。DSP與FPGA之間除了并行的數據總線和地址總線外還有幾個預留的IO信號線，可作為FPGA與DSP之間的中斷信號線，在實際的應用中這幾個預留的IO信號作為FPGA送給DSP的中斷信號，以通知DSP完成收取AD轉換完成的數據、向DA原始數據發送、接收或發送串口數據等功能。

4 水聲遙控系統軟件設計

4.1 遙控指令發射軟件

當需要發送遙控指令時，軟件系統將鍵盤響應轉換為相應的二進制數據流，經過編碼、調制等操作后，將調制數據發送至功率放大器，經放大后，通過發射換能器發出，如圖4為遙控指令發射流程框圖。

4.2 遙控指令接收軟件

系統上電初始化之后，則進入監聽狀態，如果檢測到同步信號，便對同步信號之后的地址碼和指令碼數據包進行接收、存儲和處理。其流程如圖5所示。

DSP處理器詳細流程如下：EDMA搬完固定長度的數據后，產生EDMA傳輸完成中斷，啟動作為軟中斷的接收函數receive（）。在receive（）函數中首先對接收到的數據進行FIR濾波，濾除電源可能帶來的工頻干擾，硬件溫漂帶來的直流分量和帶外干擾。為了使同步檢測的更準確，在檢測同步信號前，先從頻域上檢測CW信號。當檢測到CW后，開始檢測CW信號之前的同步信號，檢測同步信號采用本地LFM與接收到的信號做相關的方法。如果沒檢測到，則等待EDMA傳輸新采集的數據。當檢測到同步信號時，取出接收的CW信號，進行測頻運算，求出多普勒因子，并根據此多普勒因子生成受多普勒影響的新的本地LFM，重新進行精確同步。完成同步后便進入數據信號的解調部分，當數據信號夠一組時，開始解調與解碼，將解調出的比特流恢復成發送端的二進制數據，判斷其指令含義，由串口發送執行命令到執行機構。

5 弱信號檢測算法

課題組著重研究了時延估計、頻率估計和解調解碼等接收端數字信號檢測處理方法。時延估計利用自適應更新樣本相關的方法，提高時延估計精度，再進行時延值精密內插，從而保證時延估計精度；頻率估計采用基于FFT的插值頻率估計算法，插值采用拉格朗日與最小二乘擬合算法，其估計頻率精度小于80Hz；解調解碼采用根據時間優先、脈寬優先、幅度優先等原則從有效脈沖信號中區分定位、定深及遙測信號。

在進行弱信號檢測之前，水聲信號的調理是關鍵之一，信號調理采用硬件與軟件相結合的實現方法。硬件部分包括前置放大、濾波電路等抗噪聲干擾技術以提高信噪比，換能器接收信號經過高速A/D采樣后，通過高階數字濾波器后進行幅度調整；軟件部分采用Hilbert變換與相關算法實現幅度自動均衡以及小波變換消除噪聲的算法，對水聲遙測中起伏大和強噪聲干擾信號進行抑制，然后進行相應的檢測與解調解碼。

時延估計利用自適應更新樣本相關的方法，提高時延估計精度，再進行時延值精密內插，從而保證時延估計精度。

頻率估計采用基于FFT的插值頻率估計算法，圖6為基于FFT的插值頻率估計與不插值的仿真誤差比較圖，插值采用拉格朗日與最小二乘擬合算法，圖中x軸為理論中心頻率值，y軸為（估計頻率值-理論中心頻率值）/理論中心頻率值。從仿真結果看，基于FFT的插值頻率估計算法頻率估計精度很高，但還需要解決硬件實現上帶來的難題。

解調解碼時，系統接收處理樣機通過對時間、幅度、寬度、頻率、能量等參數的鑒別來實現有效脈沖信號的檢測，并根據時間優先、脈寬優先、幅度優先等原則從有效脈沖信號中區分定位、定深及遙測信號。結合撫仙湖水聲信道特點，重點考慮高增益、低信噪比情況下的可靠檢測，綜合信號到達時間、信號幅度、信號寬度、信號能量等參數的權重因素與比例，研究時間優先、脈寬優先、幅度優先和時間—能量聯合等檢測方法，并對同一段水聲信號進行了多次重復回放檢測，優化檢測程序，從而有效的降低傳輸誤碼率。

6 試驗結果分析與研究

為驗證此方法的性能，開展了湖上靜態拉距、動態跑船等試驗。試驗過程：試驗船A攜帶遙控指令接收設備在距固定有遙控指令發射設備的工作母船B半徑6km范圍不同距離點進行靜態拉距試驗，在距母船半徑6km范圍內以不同航行速度進行動態跑船試驗。

6.1 試驗水域水文條件

圖7為試驗當天試驗水域聲速梯度實測結果。從圖中可以看出，該季節試驗水域聲速梯度呈明顯的負梯度現象，換能器吊放在不同水深處時的信道多徑情況以及接收信噪比均會有較大差別。試驗船A與母船B的距離為2000m時，對信道情況進行了測試，多途為15ms如圖8所示。

6.2 試驗結果與分析

圖9為試驗中經水聲信道接收的信號波形，經過水聲傳輸，其多途反射明顯，而且由于發射目標的運動，帶來了信號的起伏。

圖10為發射、接收信號頻譜特性對比，由于多普勒影響，其頻率最高點有相應的偏移，采用多普勒修正算法加以補償可得到準確的頻譜特性。由于諧波、多途反射等影響，接收端信號頻譜能量不均勻，可采用相關的頻率估計算法進行精確估計。

對跑船試驗數據進行分析，統計10000次頻率估計結果，信噪比為3dB時其調制頻譜與解調結果對比，頻率檢測偏差在±50Hz以內，但隨著作用距離的加大，信噪比會隨之降低，頻率估計會出現誤差，采用卷積糾錯算法控制，可以有效的降低誤碼率。課題組統計了遙控湖試試驗誤碼率結果如表1所示。從表1可以看出水聲遙控系統設備誤碼率達到了10-4數量級，達到了項目的指標要求。

表1 湖試試驗誤碼率結果比較

7 結語

通過對水中多途反射聲信號判別、遠距離弱信號檢測及解調解碼等技術的研究，結合FSK調制方式，設計了一種遠程遙控方法，實現了對UUV等中低速水下航行體實航時的水聲遙控功能。經過模擬試驗數據分析，本系統各項指標達到項目技術要求。

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