一種改善瞬變電磁發射電流波形的系統設計*

孫淑琴，彭良玉，尚新磊，林君，巨長磊

（吉林大學儀器科學與電氣工程學院地球信息探測儀器教育部重點實驗室，長春130026）

0 引 言

瞬變電磁法［1-4］（transient electromagnetic method）也稱時間域電磁法，是一種地球物理的電磁探測方法［5-6］。針對瞬變電磁發射線圈常具有的大電感、低電阻情況［7］，發射電流波形由于線圈自感藕合的作用，電流關斷時間較長，在發射電流下降為零后，也會由于線圈自感和互感的作用，持續較長時間的振蕩，關斷時間和振蕩時間會使瞬變電磁早期的信號失真，影響淺層地質信息的探測，形成盲區，而發射電流關斷沿是否線性下降直接關系到瞬變電磁接收機接收到響應信號的質量和反演解釋的準確性［8-10］。如何在結構簡便、可靠的條件下，實現關斷時間短、關斷電流線性下降、關斷后無過沖的關斷波形，一直制約著我國淺層瞬變電磁探測技術的發展。杜茗茗［11］等指出固定線圈所具有的恒定電感量和電阻值，可通過增加負載兩端電壓U來減小線圈中電流的關斷時間；趙海濤等［12］采用了一種通過滯環控制的恒壓鉗位電路，指出通過提高負載兩端電壓值，可減小關斷時間，但是，滯環控制電路的結構較為復雜，實際應用中容易出現問題，并且由于電路寄生參數的影響，滯環控制下的開關的動作也容易引入振蕩；付志紅［13］提出了一種直接在負載兩端并聯雙向TVS管的無源恒壓鉗位方法，雖然在一定程度上減小了關斷時間，但TVS管的通流容量較小，不能長期承受重復性的高能量脈沖，僅適用于小功率應用。本文作者基于前人的研究［14-15］，設計了一種簡單、易于實現的電路結構，利用TVS管和電容相結合的恒壓鉗位電路，采用在負載兩端并聯匹配電阻的吸收方式，進行了理論分析和實驗對比，實驗結果驗證了設計的有效性。

1 發射系統整體電路的設計

本文設計的發射系統可以根據不同應用環境，實現0 V～30 V發射電壓調節，最大發射電流達16 A，并實現快速平穩關斷功能，設計的發射系統如圖1所示。

圖1 整體結構框圖Fig.1 Integral block diagram

控制電路采用MSP430F149單片機，為驅動電路提供兩路PWM信號，并實現發射電流和關斷時間的采集，對PWM時序發生電路來說，為避免上電初期電路的冒險競爭現象，可以設計合理的延時時間，待時序穩定后，再對定時器IO口定義；驅動芯片選取具有短路保護功能的中大功率驅動模塊K962F；為實現短關斷延時，采用TVS管和電容相結合的恒壓鉗位電路，在負載兩端并聯匹配電阻的吸收方式，實現對尾部電流過沖的吸收；顯示電路采用具有高分辨率、超寬角度、超小體積的OLED顯示屏。

2 主逆變橋路分析

2.1 電路模型

本文采用的功率主橋路、吸收電路及鉗位電路圖形如圖2所示，其中D1～D4為開關管的寄生二極管，D5～D7為較大功率二極管 DSEI30-06A，D8為TVS管。

圖2 H橋發射電路Fig.2 H-bridge transmit circuit

2.2 恒壓鉗位電路的工作過程及原理分析

以圖2中標注的電流方向為例，在H橋功率逆變過程中，根據電路的全響應公式，負載中電流表達式為：

關斷后負載中的電流脈沖下降沿表達式為：

由上式可得關斷時間及下降沿斜率為：

因負載中電阻阻值一般較小，若阻值忽略不計，可得：

由此可知，在負載線圈不變的條件下，調節U即可調節發射電流的關斷時間和下降沿的斜率，本文的鉗位電壓U通過TVS管進行調節。

系統上電后，迅速的將電容電壓值升到電源電壓 Us，然后，開關 Q1、Q3導通，開關 Q2、Q4截止，負載通過正向電流。在Q1、Q3截止后，電感中的能量通過D2、D4、D6轉移到電容C中，在UC值等于TVS管穩壓值以前，由于電容C中的電壓值低于TVS管穩壓值UTVS，在電感中能量釋放完全后，電量不會從電容C釋放。之后，開關 Q2、Q4導通，開關 Q1、Q3截止，電感中能量繼續對電容C充電，直至，UC值大于TVS管穩壓值，此時，電容電壓UC為TVS管穩壓值UTVS與直流電源Us之和，即UC=UTVS+Us，此值即為鉗位電壓U。調節UTVS即可調節關斷時間和關斷沿斜率，而UTVS的選取應結合開關器件、發射線圈的耐壓值及電容允許的最大電壓。在下次橋路導通后，電容中大于UTVS那部分電壓電量由于防反接二極管D5的作用，不會回饋電源而是直接釋放回主橋路，起到了能量的反饋，避免了能量浪費，也對發射電流上升沿有一定加速作用。

2.3 阻尼吸收電路的選取與應用

為抑制發射電流后期的振蕩，采取在負載兩端并聯匹配電阻的方法，匹配電阻與負載中的電阻、電感、電路中的電容構成的等效電路如圖3所示［16］。

圖3 等效電路Fig.3 Equivalent circuit

由基爾霍夫電流定律，

又由基爾霍夫電壓定律可得：

整理式（6）、式（7）：

可以得出特征方程：

其特征根為：

由此可得，在臨界阻尼時，有：

因對于線圈負載來說，R一般較小，故省略第二種情況，得：

欠阻尼時，有：

為實現在發射電流快速關斷的前提下，有效抑制關斷后的電流過沖，達到改善發射電流波形的目的，應根據式（12）、式（13）及負載中電感、電阻、電容值，選擇相應的匹配電阻值，保證關斷前期，電路中電容c較大，使電路處于欠阻尼狀態，加速發射電流的下降；關斷后期，電路中電容c較小，使電路處于臨界阻尼狀態，抑制尾部電流振蕩，考慮了兩種設計方案，方案一電路設計如圖4所示。通過觀察發射電流關斷后期波形，在波形欠阻尼與臨界阻尼交匯處附近，控制兩個開關管Q5、Q6開通，來達到消除發射電流晚期振蕩的目的，并在發射電流波形徹底為0后，關斷開關管 Q5、Q6。

由基爾霍夫電壓定律，關斷過程中Q6開通后，沿如圖4中回路1所示，得所有支路代數和為零∑u=0，即：

式中UL為負載電感中的電壓，UR負載電阻中的電壓，Ur為切入的吸收電阻r2電壓、UQ為切入的開關管Q6的導通電壓，UZ為開關管的寄生二極管D2導通電壓，由于負載電阻和開關管的導通電壓通常比較小，一般可忽略不計，因此得關斷后期電壓公式：

可知，在電流下降到開關管中寄生二極管的電壓值UD低于它穩態導通電壓值時，由于二極管的電導調制效應和動態特性的感性機制，無法保證線性下降，此時會使電流出現一個過沖。

方案二電路設計如圖5所示，利用TVS管和電容相結合并采用傳統的在負載兩端并聯匹配電阻的吸收方式。電流關斷前期，負載線圈感應電壓值大于鉗位電壓U，線圈繼續向電容C充電，回路如圖5中的2所示。

圖4 方案一電路設計Fig.4 Circuit design of option one

圖5 方案二電路設計Fig.5 Circuit design of option two

此時，C為線圈中的分布電容、鉗位電壓中的吸收電容以及二極管中的擴散電容和勢壘電容之和，電容值較大；電流關斷后期，負載線圈感應電壓值小于鉗位電壓U，線圈向電容C充電回路斷開，此時的C僅為線圈的分布電容，數值較小。為保證發射電流的快速關斷及關斷后期無振蕩，根據負載特性，可以選擇一特定匹配電阻，使電流關斷前期處于欠阻尼狀態，電流快速下降，保證線性度；關斷后期處于臨界阻尼狀態，尾部無振蕩。

2.4 實驗驗證與對比

設負載邊長為1m、128匝的正方形線圈，線圈導線面積2.5 mm2，其等效電感約為43 mH，等效電阻約為4.2Ω，對于方案二所示電路，取發射電壓24 V，鉗位電壓300 V，相應吸收電阻，采樣電阻0.22Ω，得到電流關斷時下降沿波形如圖6（a）所示；針對上述的負載線圈和發射電壓，將鉗位電壓調節到500 V后，觀察采樣電阻兩端的信號波形，如圖6（b）所示，可見關斷時間約為400μs，與鉗位電壓300 V時的680μs相比，大大縮短，由此可見，調節TVS便可以調節關斷時間。

圖6 不同鉗位電壓下的關斷波形Fig.6 Shutting down waveform under different clamping voltages

在發射電壓24 V，鉗位電壓300 V，吸收電阻1.5 kΩ，采樣電阻0.22Ω，方案一電路對應的發射電流關斷后期波形如圖7（a）所示，方案二電路對應的發射電流關斷后期波形如圖7（b）所示，通過對比分析可見，本文設計的方案二發射電流關斷后期波形平坦，無過沖。

圖7 方案一和方案二發射電流關斷后期波形對比Fig.7 Late emission current shutdown waveform comparison of option one and option two

將U=300 V，L=300 mH帶入式（5），得到斜率約為K1=-6 977 A/s的直線，帶入式（3）關斷時間為740μs，對示波器實測關斷過程中的電流波形數據進行線性擬合，得到斜率為K2=-7656 A/s，關斷時間為680μs，將帶入式（5）、式（3）求得的數據與實測波形擬合出的數據對比分析，如圖8所示。

圖8 線性度對比圖Fig.8 Comparison chart of linearity

求得斜率偏差為：

關斷時間偏差：

均小于10%，由此可見，調節TVS管的穩壓值，即可調節關斷時間和關斷過程中電流下降的斜率，并從擬合出的直線可以看出，關斷過程電流幾乎為線性下降。

通過圖6（a）、圖6（b）對比分析可知，調節 TVS管的瞬態抑制電壓值，即可調節關斷時間，實際中可根據開關器件、發射線圈的耐壓值及電容允許的最大電壓，合理調節TVS管的瞬態抑制電壓值，以此達到快速關斷的目的；通過圖8可知，該系統關斷沿近似線性下降，調節TVS管的瞬態抑制電壓值，即可調節關斷沿的斜率，滿足瞬變電磁法中對關斷沿線性度的要求；通過圖7（a）、圖7（b）對比分析，可知采用方案二所示電路，匹配合適的電阻，即可保證關斷前期處于欠阻尼狀態，關斷后期處于臨界阻尼狀態，在快關斷的條件下，實現尾部平穩無過沖，因此最終選擇方案二電路進行整個系統的設計。

3 結束語

（1）利用MSP430單片機作為控制和采集系統，簡化了控制電路；采用具有短路保護功能的KA962F集成驅動芯片，可實現系統的安全可靠；

（2）提出了一種利用TVS管和電容相結合的恒壓鉗位電路，通過調節TVS管的穩壓值以此調節關斷時間，且采用在負載兩端直接并聯匹配電阻的吸收方式，保證了關斷前期處于欠阻尼狀態，關斷后期處于臨界阻尼狀態，在快速關斷的前提下，有效防止關斷后電流過沖，達到了改善發射電流波形的目的；

（3）通過對方案一開關管控制吸收電阻切入電路和方案二直接在負載兩端并聯吸收電阻的兩種電路進行了理論分析，對比了兩種方案發射電流關斷后期波形后，最終選擇方案二做為本系統的設計方案。實驗結果表明電路設計的可行性與發射電流關斷后期波形的改善效果達到了設計要求。