慣導(dǎo)速度輔助下GNSS高精度定位

陳 剛，王一帆，傅金琳，胡 才，路 寅，李 達(dá)

（天津航海儀器研究所，天津 300131）

慣導(dǎo)速度輔助下GNSS高精度定位

陳 剛，王一帆，傅金琳，胡 才，路 寅，李 達(dá)

（天津航海儀器研究所，天津 300131）

傳統(tǒng)的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)無法同時(shí)適應(yīng)高動(dòng)態(tài)和高精度要求。對(duì)于10g以上的加速度，高精度接收機(jī)很難達(dá)到高精度的指標(biāo)，甚至基帶環(huán)路失鎖無法正常導(dǎo)航定位。針對(duì)GNSS動(dòng)態(tài)條件下高精度定位需求，引入慣性/衛(wèi)星深組合導(dǎo)航技術(shù)，在應(yīng)用慣性信息輔助接收機(jī)減小基帶跟蹤環(huán)路帶寬基礎(chǔ)上，采用碼片窄相關(guān)方法降低偽距抖動(dòng)誤差，提高動(dòng)態(tài)條件下GNSS偽距定位精度。仿真結(jié)果表明：通過慣性信息輔助跟蹤環(huán)路可實(shí)現(xiàn)較小跟蹤環(huán)路帶寬下的穩(wěn)定跟蹤；在此基礎(chǔ)上，通過碼片窄相關(guān)方法并提高射頻前端帶寬可實(shí)現(xiàn)定位精度的提高。對(duì)比傳統(tǒng)的偽距定位方法，定位精度(1σ)從6 m提高到3 m左右。

偽距定位精度；窄相關(guān)；慣導(dǎo)速度輔助；射頻前端

衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)實(shí)時(shí)跟蹤衛(wèi)星的多普勒頻移和碼相位，對(duì)于高動(dòng)態(tài)接收機(jī)而言，用戶和衛(wèi)星之間多普勒頻移和碼相位變化很快，為了保持基帶跟蹤環(huán)路的持續(xù)跟蹤狀態(tài)，跟蹤環(huán)路的帶寬不得不增大。由于環(huán)路帶寬增大，導(dǎo)致跟蹤精度以及定位精度的下降。對(duì)于傳統(tǒng)接收機(jī)而言，高動(dòng)態(tài)和高精度是兩個(gè)互相矛盾的要求。深組合系統(tǒng)中，慣性導(dǎo)航信息可以提供給接收機(jī)跟蹤環(huán)路多普勒頻移的估計(jì)值，導(dǎo)致載體動(dòng)態(tài)應(yīng)力對(duì)跟蹤環(huán)路的影響降低。

基于此，可以設(shè)計(jì)出在高動(dòng)態(tài)下有慣導(dǎo)輔助的跟蹤環(huán)路，并在此基礎(chǔ)上研究高精度定位的方法。

1 慣導(dǎo)輔助下動(dòng)態(tài)接收機(jī)設(shè)計(jì)

當(dāng)載體進(jìn)行大機(jī)動(dòng)時(shí)，由于跟蹤的衛(wèi)導(dǎo)信息化變化范圍較大，要求接收機(jī)的跟蹤環(huán)路具有較寬的帶寬，以減小動(dòng)態(tài)應(yīng)力誤差，提高跟蹤環(huán)路性能，使衛(wèi)星信號(hào)不至于失鎖。然而，環(huán)路帶寬的增大又削弱了接收機(jī)環(huán)路對(duì)于干擾噪聲濾除能力，削弱了衛(wèi)導(dǎo)接收機(jī)的抗干擾能力，嚴(yán)重時(shí)噪聲引起的跟蹤誤差也會(huì)導(dǎo)致衛(wèi)星信號(hào)丟失。為解決環(huán)路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能與噪聲對(duì)應(yīng)環(huán)路帶寬的矛盾，通常在衛(wèi)導(dǎo)接收機(jī)環(huán)路中引入慣導(dǎo)速度信息，降低載體高動(dòng)態(tài)對(duì)環(huán)路帶寬的要求。

如圖1所示，假設(shè)衛(wèi)導(dǎo)載波跟蹤環(huán)采用二階鎖相環(huán)回路，當(dāng)跟蹤環(huán)的輸入信號(hào)中摻雜著噪聲信號(hào)時(shí)，環(huán)路中的濾波器對(duì)噪聲信號(hào)起濾除作用，不同的濾波器濾除噪聲的能力各不相同，可以用環(huán)路帶寬來反映跟蹤環(huán)路對(duì)輸入噪聲的濾除能力。

圖1 二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Second-order PLL

載波跟蹤環(huán)路對(duì)應(yīng)的傳遞函數(shù)為

式中，K0為環(huán)路濾波器的增益，1τ和2τ為濾波器的時(shí)間常數(shù)。在衛(wèi)導(dǎo)接收機(jī)所接收的衛(wèi)星信號(hào)中，摻雜著干擾噪聲，為了減小外界干擾噪聲對(duì)系統(tǒng)測(cè)量的影響，要求環(huán)路濾波器的帶寬越小越好。但濾波器的帶寬又直接影響整個(gè)跟蹤回路的等效環(huán)路帶寬，若濾波器的帶寬很小，則可能無法滿足超高動(dòng)態(tài)的要求。為此，將慣導(dǎo)測(cè)得的載體速度信息作為一個(gè)輔助信號(hào)，加到跟蹤環(huán)路上，即利用慣導(dǎo)速度輔助衛(wèi)導(dǎo)接收機(jī)環(huán)路，可以補(bǔ)償動(dòng)態(tài)應(yīng)力對(duì)跟蹤環(huán)路的影響。

慣導(dǎo)速度的輔助降低了高動(dòng)態(tài)對(duì)環(huán)路帶寬要求，使系統(tǒng)能很好地跟蹤載體的大機(jī)動(dòng)運(yùn)動(dòng)。

圖 2為慣導(dǎo)速度輔助衛(wèi)導(dǎo)接收機(jī)跟蹤環(huán)的原理圖，a/(s+a)是用來限制慣性傳感器帶寬的低通濾波器，w(s)為外部相位噪聲，e(s)為慣導(dǎo)估計(jì)的多普勒頻移誤差。載體相對(duì)于衛(wèi)星的速度引起多普勒頻移，在接收機(jī)跟蹤環(huán)內(nèi)，慣導(dǎo)速度輔助實(shí)際上是將速度轉(zhuǎn)化為多普勒頻移，通過這種前饋模型，慣導(dǎo)系統(tǒng)對(duì)載波鎖相環(huán)提供外部頻率輔助，使這種組合模式比單純的鎖相環(huán)獲得更加優(yōu)異的性能，使等效環(huán)路帶寬大大增大，對(duì)載體的動(dòng)態(tài)跟蹤能力更強(qiáng)。

圖2 慣導(dǎo)信息輔助的載波跟蹤濾波環(huán)路示意圖Fig.2 INS velocity-aided carrier tracking filter loop

假設(shè)e(s)的輸入為零，則有：

式中，

式中，a為慣導(dǎo)帶寬限制參數(shù)。

由式(2)和(5)還可以看出，在慣導(dǎo)速度輔助接收機(jī)環(huán)路設(shè)計(jì)中，與未輔助環(huán)路相比，不需要考慮載體的高動(dòng)態(tài)影響，環(huán)路帶寬可以做得更窄些，因此對(duì)噪聲的抑制能力更強(qiáng)。

2 提高慣導(dǎo)輔助下動(dòng)態(tài)接收機(jī)偽距定位精度的方法

2.1 提高射頻前端帶寬可以提高偽距定位精度

射頻前端帶寬（RF）起到濾除噪聲和帶外干擾的作用，此帶寬也就是以后 GPS接收機(jī)工作的信道帶寬，它對(duì)接收機(jī)的性能有很大的決定作用。由于偽碼的頻譜是sinc函數(shù)，所以所接收的中頻信號(hào)的頻譜就是被中頻載波調(diào)制后的sinc函數(shù)。中頻信號(hào)頻譜的大部分能量集中在主瓣上，射頻前端帶寬越大，相關(guān)函數(shù)的失真越小，跟蹤誤差就越小。

工程中由于受到射頻前端的限制，碼邊沿的高頻分量被濾波器濾除導(dǎo)致實(shí)際的跟蹤誤差較大。從圖3可以看出，射頻前端帶寬是碼速率（fc）的兩倍和20倍時(shí)碼片的恢復(fù)情況，明顯看出20倍時(shí)碼片恢復(fù)得更好。

圖3 不同帶寬數(shù)字信號(hào)的波形差異Fig.3 Difference among digital signal waveforms with different bandwidths

提高射頻前端帶寬有助于C/A碼的恢復(fù)，從而提高定位精度，下文會(huì)再提到射頻前端對(duì)碼環(huán)的影響。

偽距定位精度與射頻前端帶寬相關(guān)。偽距是由C/A碼測(cè)出來的，而C/A碼帶寬理論上是無限寬的，這樣射頻前端帶寬就可以決定C/A碼的恢復(fù)程度，也就直接決定著偽距精度。

由于模擬器射頻前端帶寬是10 MHz，為了擬合現(xiàn)有導(dǎo)航型接收機(jī)的射頻前端帶寬（2.046 MHz），要把帶寬壓窄，研究射頻前端帶寬2 MHz時(shí)如何提高定位精度，除此以外，我們也可以通過對(duì)射頻前端2 MHz和10 MHz對(duì)定位精度的影響做對(duì)比，驗(yàn)證提高射頻前端帶寬有助于提高定位精度的理論。

C/A碼其功率譜主瓣寬度是 2.046 MHz，因此射頻帶寬最小為 2.046 MHz，導(dǎo)航型接收機(jī)普遍采用最小射頻帶寬的設(shè)計(jì)，本文在衛(wèi)星信號(hào)模擬源上用軟件方法擬合導(dǎo)航型接收機(jī)的射頻前端帶寬，研究導(dǎo)航型接收機(jī)提高精度的方法。對(duì)同一段時(shí)間模擬源產(chǎn)生的衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行采樣、存儲(chǔ)、回放，確保處理的衛(wèi)星星座信息一致，統(tǒng)計(jì)的定位精度能說明與衛(wèi)星星座無關(guān)。

對(duì)模擬器進(jìn)行中頻信號(hào)采樣，采樣率為62 MHz，得到頻譜圖4（映射回模擬域）。我們可以看到大致在4～27 MHz較為平坦。由于進(jìn)入模擬器射頻前端的信號(hào)沒經(jīng)過解擴(kuò)，那么我們認(rèn)為進(jìn)入模擬器的信號(hào)從頻域上看仍舊像白噪聲，從GPSL1采樣頻譜圖看出，幅度譜相當(dāng)于白噪聲通過了射頻前端的濾波，可以認(rèn)為23 MHz就是射頻前端的通頻帶。

圖4 GPS L1+BD2 B1采樣信號(hào)頻譜圖Fig.4 GPS L1+BD2 signal frequency domain

圖4中，8.58 MHz左右為GPS L1頻段信號(hào)，考慮到信號(hào)還原頻域的對(duì)稱性，對(duì)其有用的前端帶寬為10 MHz左右。

為了把模擬器射頻前端帶寬壓縮到與導(dǎo)航型接收機(jī)的射頻前端帶寬一致，將模擬器8.58 MHz頻點(diǎn)雙邊1.023 MHz帶寬的信號(hào)（C/A碼主瓣帶寬）提取出來，模擬硬件接收機(jī)L1頻點(diǎn)射頻前端帶寬。

一般來說，濾波會(huì)產(chǎn)生群時(shí)延和信號(hào)的失真，但是由于采用Matlab后處理軟件接收機(jī)，可以利用非因果系統(tǒng)使得群時(shí)延消除，可以利用FIR線性相位濾波器使得信號(hào)不失真。

設(shè)計(jì)思路是將分段采樣的信號(hào)周期延拓，采用200階FIR濾波器進(jìn)行卷積，選取中間固定位置卷積完全的點(diǎn)做截?cái)啵沟肍IR濾波器中間點(diǎn)與零時(shí)刻對(duì)齊。經(jīng)濾波后信號(hào)頻譜如圖5（映射回模擬域）所示。

圖5 GPS L1頻點(diǎn)2MHz帶寬采樣信號(hào)頻譜圖Fig.5 GPS L1 2MHz bandwidth signal frequency domain

值得注意的是，可以由該方法把模擬器的射頻前端帶寬減小到10 MHz以下的任意帶寬。模擬器自帶白噪聲。

2.2 減小碼環(huán)相關(guān)間距可以提高偽距定位精度

由于偽距是由碼環(huán)輸出的信息，所以偽距精度與碼環(huán)跟蹤抖動(dòng)直接相關(guān)。

本節(jié)通過碼跟蹤環(huán)路鑒相器、噪聲特性分析、跟蹤抖動(dòng)的計(jì)算，最后得出碼環(huán)跟蹤抖動(dòng)的估計(jì)公式。后文會(huì)根據(jù)公式提高偽距精度。

2.2.1 碼跟蹤環(huán)路鑒相器相位估計(jì)

在系統(tǒng)穩(wěn)定工作的情況下，接收機(jī)載波能夠提供相干載波。因此，在分析碼跟蹤精度時(shí)可以忽略載波的作用，采用基帶模型。碼環(huán)鑒相器相位的估計(jì)采用歸一化超前減滯后幅值法，其數(shù)學(xué)表示如下：

式中：D為相關(guān)間距，即超前碼和滯后碼之間的間隔碼片數(shù)；為滯后支路相關(guān)值；為超前支路相關(guān)值。

設(shè)碼環(huán)輸入信號(hào)r(t)為輸入碼和噪聲之和，即

超前、滯后支路相關(guān)值為：

式中：t為當(dāng)前時(shí)刻；T為相干積分時(shí)間；Tc為碼元時(shí)間寬度。

在無噪聲的情況下，該鑒相器能正確鎖定相位差異ε，鑒相增益為1。

2.2.2 碼跟蹤環(huán)路鑒相器中噪聲特性分析

本節(jié)討論在碼延遲鑒相器輸入輸出端的噪聲分量。假設(shè)輸入噪聲信號(hào)是均值為0，功率譜密度為N0/2的白噪聲。噪聲在超前與滯后支路的輸出信號(hào)分別為：

由于C/N0＞＞10 dB，因此忽略由噪聲引起的對(duì)分母項(xiàng)的影響，于是有：

于是：

由于設(shè)計(jì)的鑒相器增益為1，所以：

由上述討論可知， 輸入噪聲經(jīng)碼環(huán)鑒相器處理后變成了非白噪聲，在鑒相器模型中，相當(dāng)于在輸入碼相對(duì)延遲信號(hào)τ/Tc上附加了一個(gè)非白噪聲，Ni(t)的均值為0，功率譜密度為

2.2.3 碼跟蹤抖動(dòng)計(jì)算

環(huán)路輸出端噪聲方差為：

在環(huán)路帶寬BL遠(yuǎn)小于積分帶寬1/T時(shí)，就可以用輸入噪聲 0頻率處的譜密度來近似計(jì)算輸出噪聲的譜密度，從而得到由加性輸入噪聲產(chǎn)生的碼延遲跟蹤抖動(dòng)為

以上我們討論了在輸入是白噪聲且碼邊沿正常的理想情況下的碼延遲跟蹤抖動(dòng)，然而事實(shí)上工程中由于受到射頻前端的限制，碼邊沿的高頻分量被濾波器濾除導(dǎo)致實(shí)際的跟蹤誤差要比這個(gè)大。

接收的中頻信號(hào)的頻譜就是被中頻載波調(diào)制后的sinc函數(shù)。中頻信號(hào)頻譜的大部分能量集中在主瓣上，當(dāng)相關(guān)間距D=1碼片時(shí)，超前和滯后兩相關(guān)器通常工作在自相關(guān)函數(shù)主峰左右兩邊最陡峭的部分，這能讓碼環(huán)具有更高的敏感性。然而，當(dāng)碼環(huán)采用窄相關(guān)技術(shù)時(shí)，超前和滯后相關(guān)器的相位工作點(diǎn)會(huì)在較為平滑的自相關(guān)函數(shù)主峰頂端附近，使鑒相器工作時(shí)誤差較大，使得鎖相環(huán)到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)收斂較慢，碼環(huán)的敏感性降低。如果想用相關(guān)間距相對(duì)較小的窄距相關(guān)技術(shù)，那么C/A碼信號(hào)中的更多高頻成分必須被保留，在窄相關(guān)技術(shù)中副瓣對(duì)相關(guān)函數(shù)的影響較大，所以窄相關(guān)技術(shù)射頻前端帶寬至少包括第一副瓣。射頻前端帶寬越大，相關(guān)函數(shù)的失真越小，跟蹤誤差就越小。

本節(jié)經(jīng)過計(jì)算得到碼環(huán)跟蹤抖動(dòng)的計(jì)算公式，并且得到跟蹤抖動(dòng)實(shí)際情況與環(huán)路帶寬、相關(guān)間距、載噪比直接相關(guān)，與射頻前端帶寬間接相關(guān)。

3 實(shí)驗(yàn)仿真

3.1 慣導(dǎo)輔助下動(dòng)態(tài)接收機(jī)跟蹤仿真

本實(shí)驗(yàn)仿真驗(yàn)證在慣導(dǎo)速度輔助情況下，可以實(shí)現(xiàn)較小環(huán)路帶寬的正常跟蹤。

仿真環(huán)境為Matlab軟件接收機(jī)。采用衛(wèi)星模擬源和中頻信號(hào)采樣回放器錄入數(shù)據(jù)。

衛(wèi)星有9顆，衛(wèi)星信號(hào)功率統(tǒng)一設(shè)置為-123.9 dBm。錄入數(shù)據(jù)后存儲(chǔ)，事后處理數(shù)據(jù)。

仿真中載體的初始速度為北向10 m/s，加速度為北向 10g，此時(shí)能夠捕獲的衛(wèi)星有 2、5、7、8、10、15、26、29。衛(wèi)星信號(hào)從模擬器采集，根據(jù)此時(shí)衛(wèi)星和載體的相對(duì)位置，映射到每個(gè)星連線上的加速度數(shù)值依次約 71 m/s2、23 m/s2、67 m/s2、19 m/s2、15 m/ s2、24 m/s2、0.16 m/s2、7 m/s2，其中，相關(guān)間距D=1，射頻前端帶寬10 MHz，碼環(huán)環(huán)路帶寬2 Hz，載波環(huán)環(huán)路帶寬5 Hz。

如圖6所示，縱坐標(biāo)表示I支路累加值，是解調(diào)后的數(shù)字信號(hào)。我們發(fā)現(xiàn)不加輔助時(shí)跟蹤環(huán)路失鎖，加上速度后可以環(huán)路正常跟蹤。仿真結(jié)果說明，通過慣導(dǎo)速度輔助，衛(wèi)導(dǎo)跟蹤環(huán)路能夠在較小的帶寬下實(shí)現(xiàn)對(duì)較大動(dòng)態(tài)范圍的穩(wěn)定跟蹤。

圖6 8號(hào)星跟蹤結(jié)果Fig.6 Tracking results of the satellite 8

3.2 慣導(dǎo)輔助下動(dòng)態(tài)接收機(jī)高精度定位仿真

3.2.1 射頻前端帶寬固定2M時(shí)，減小相關(guān)間距

前面提到慣導(dǎo)輔助情況下，可以縮小環(huán)路帶寬，下面研究在5 Hz帶寬下如何實(shí)現(xiàn)高精度定位。再看式(16)：

這個(gè)經(jīng)計(jì)算得到的碼環(huán)熱噪聲的估計(jì)公式，前提是射頻前端帶寬無限寬，載波能夠完全剝離。

真實(shí)情況精度有理由認(rèn)為精度與表達(dá)式中變量有關(guān)系。

設(shè)定仿真條件如下：固定射頻前端帶寬為 2.046 MHz，碼環(huán)帶寬為 5 Hz，二階傳統(tǒng)鎖相方法；20 Hz載波環(huán)帶寬，三階傳統(tǒng)鎖相方法，無載波輔助，單頻點(diǎn)單點(diǎn)定位。

在環(huán)路帶寬固定，載噪比一定，衛(wèi)星星座一樣的情況下，減小相關(guān)間距。

如圖7所示，相關(guān)間距為1時(shí)，跟蹤精度（ENU）方差為33.7 m2統(tǒng)計(jì)值。

如圖8所示，在對(duì)相關(guān)間距D為1/4時(shí)，跟蹤精度（ENU）方差為 15.2 m2統(tǒng)計(jì)值。可以看出，在其他量不變的情況下誤差進(jìn)一步變小。

圖7 D=1，射頻前端帶寬2 MHz時(shí)定位誤差Fig.7 Positioning error when D=1 and RF=2 MHz

圖8 D=1/4，射頻前端帶寬2 MHz時(shí)定位誤差Fig.8 Positioning error when D=1/4 and RF=2 MHz

如圖9所示，當(dāng)D=1/32時(shí)，定位開始跳大值，定位結(jié)果在5000 ms以后收斂。

分析這個(gè)問題造成的原因：射頻前端帶寬是2 MHz，相關(guān)結(jié)果在峰值處沒有尖峰，導(dǎo)致鑒相器不能很好地辨別相位信息，碼環(huán)跟蹤靈敏度變差，使得碼環(huán)由捕獲到跟蹤的時(shí)間很長(zhǎng)，定位結(jié)果收斂很慢。當(dāng)噪聲過大時(shí)，碼環(huán)可能會(huì)失鎖。

我們發(fā)現(xiàn)，射頻前端帶寬2 MHz時(shí)，采用減小相關(guān)間距的方法當(dāng)D=1/8時(shí)，在不影響環(huán)路動(dòng)態(tài)特性的情況下，精度將提到最高。下面我們?cè)贒=1/16時(shí)提高射頻前端帶寬。

圖9 D=1/32，射頻前端帶寬2 MHz時(shí)定位誤差Fig.9 Positioning error when D=1/32 and RF=2 MHz

3.2.2 相關(guān)間距D=1/16時(shí)，增大射頻前端帶寬

對(duì)于D=1/16的情況，D從1/8到1/16，射頻前端帶寬2 MHz不能提升精度，此時(shí)考慮采用10 MHz射頻前端帶寬。

如圖10～11所示，試驗(yàn)表明10 MHz精度可以進(jìn)一步提升，且初始定位時(shí)不跳大值。由于10 MHz射頻前端帶寬大，使得相關(guān)結(jié)果尖峰值比2 MHz情況尖銳，鑒相器的靈敏度更好，使得碼環(huán)從捕獲進(jìn)穩(wěn)定跟蹤的時(shí)間較小。除此以外，由于鑒相器的靈敏度更好，跟蹤精度也會(huì)得到進(jìn)一步提升。

圖10 D=1/16，射頻前端帶寬10 MHz時(shí)定位誤差Fig.10 Positioning error when D=1/16 and RF=10 MHz

圖11 D=1/16，射頻前端帶寬2 MHz時(shí)定位誤差Fig.11 Positioning error when D=1/16 and RF=2 MHz

對(duì)所做定位實(shí)驗(yàn)的統(tǒng)計(jì)結(jié)果列入表1。

表1 不同條件下定位精度對(duì)比Tab.1 Positioning errors in different situations

4 結(jié) 論

通過引入慣導(dǎo)輔助的方法，在載體高動(dòng)態(tài)的情況下，對(duì)跟蹤環(huán)路多普勒進(jìn)行外部補(bǔ)償，可以把碼環(huán)帶寬壓縮。對(duì)于碼環(huán)環(huán)路帶寬固定的情形，可以通過減小相關(guān)間距D來提高偽距定位精度，但是D減小到一定水平，碼環(huán)鑒相器鑒相靈敏度變差，跟蹤精度不會(huì)隨著D的再減小得到提高。如果想在此基礎(chǔ)上再提高精度，需要提高射頻前端帶寬。

對(duì)于 GNSS，定位精度和動(dòng)態(tài)性能一般來說不能同時(shí)保證。本文采用慣導(dǎo)輔助的方法，補(bǔ)償了跟蹤環(huán)路動(dòng)態(tài)適應(yīng)性。在環(huán)路帶寬很窄的情況下，系統(tǒng)仍然可以正常跟蹤，動(dòng)態(tài)性能得到極大的提高，這時(shí)只需單純考慮精度的提高，體現(xiàn)了深組合系統(tǒng)的優(yōu)越性。在此基礎(chǔ)上，通過碼片窄相關(guān)方法，并提高射頻前端帶寬，可實(shí)現(xiàn)定位精度的提高。對(duì)比傳統(tǒng)的偽距定位方法，定位精度（1σ）從6 m提高到3 m左右。

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High-accuracy positioning of INS velocity-aided GNSS

CHEN Gang, WANG Yi-fan, FU Jin-lin, HU Cai, LU Yin, LI Da
(Tianjin Navigation Instruments Research Institute, Tianjin 300131, China)

Traditional satellite navigation system cannot simultaneously meet high-dynamic and highaccuracy requirements. When the acceleration is ＞10g, the high-accuracy receiver is hard to meet its highaccuracy requirement, and the base-band loop may even lose tracking, leading to abnormal positioning. To solve this problem, a deep-integrated GNSS/SINS navigation system is introduced to meet the high-accuracy positioning demand with high dynamic receiver. Based on decreasing the bandwidth loop bandwidth with INS velocity-aided receiver, the narrow correlation spacing is used to decrease the pseudo-positioning error.Test results show that the inertial information aided tracking loop can realize the stable tracking with narrow bandwidth of tracking loop, and then by using the proposed narrow correlation spacing method and increasing the RF front-end bandwidth, the positioning accuracy can be improved. Compared with traditional pseudo-positioning method, the positioning error (1σ) by the proposed method is decreased to about 3 m from 6 m.

pseudo-positioning precision; narrow correlator spacing; INS velocity-aided GNSS; RF front end

1005-6734(2017)04-0466-07

10.13695/j.cnki.12-1222/o3.2017.04.008

U666.1

A

2017-04-12；

2017-06-12

海軍武器裝備預(yù)研項(xiàng)目（302010701）

陳剛 （1973—），男，研究員，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)閷?dǎo)航、制導(dǎo)與控制。E-mail: 540366804@qq.com