一種有時序要求的超低壓多輸出電源設計

文/馮悅 張旭東 張利莉 張倩倩

一種有時序要求的超低壓多輸出電源設計

文/馮悅 張旭東 張利莉 張倩倩

傳統的星載電源采用直接變換的方式，將星上母線電壓轉換為負載所需要的電壓。由于輸入電壓（42V、100V）與輸出電壓（1.2V、2.5V、3.3V）之間傳輸比過大，難以實現高精度、高可靠控制。輸入保護、功率變換、整流等部分損耗大，宇航級功率器件的開關損耗高于工業級器件，實現高效率的難度大；輸出電壓低至1.2V（與二極管壓降相當），輸出電流大，難以實現高效率。為解決上述一系列問題，設計了一種高效率超低電壓多輸出模塊電源，同時具有時序功能。基于該技術的電源相比同類電源，效率提高15%，體積減小20%，重量減少25%。

多輸出電源 超低壓輸出 時序控制小型化

1 引言

衛星電源系統由電源、電源控制設備、電源變換器及電源配電等部分構成，電源變換器（即模塊電源）肩負著將一次母線電源轉化為二次電源的重任，還兼具對母線的隔離和對負載的保護作用，因此，模塊電源的可靠性直接影響航天器的可靠性和設計壽命。有時序要求的多輸出電源主要給星上設備的集成電路供電，如單片機、FPGA、ASIC芯片等。因此，設計高可靠、小型化、高效率的電源對航天器有著重要的意義。傳統的低壓輸出模塊電源采用直接功率變換的方式，或是先將輸出電壓轉換為5V，然后經過線性穩壓器輸出。如果采用直接變換輸出方式，會造成磁性器件、開關管上的損耗較大，導致器件發熱，降低電源效率。如果采用線性穩壓器輸出方式，由于線性穩壓器功耗由兩端壓降和通過電流決定，如果輸出電流較大，也會降低電源效率。基于上述原因，設計了基于兩級式拓撲變換技術的超低壓多輸出模塊電源。

2 拓撲選擇

單端正激變換器電路拓撲如圖1所示，由開關管M、整流二極管和續流二極管、變壓器T、輸出濾波電感L和濾波電容C組成，該電路是在BUCK電路的基礎，增加隔離變壓器T而來。為了防止變壓器飽和，一般增加復位繞組，變壓器的激磁能量可以通過復位繞組、二極管回饋到輸入端，因而相比反激變換器，效率較高，為了保證有效復位，復位繞組與變壓器原邊繞組需緊密耦合，一般設計復位繞組與變壓器原邊繞組匝數相同。

圖1為單管正激拓撲，由于肖特基二極管D1正向壓降一般為0.6～0.8V，在低壓輸出場合中，二級管壓降占輸出電壓的比例較大，使得變換器器效率無法提高，因此，改變以往傳統的設計方法，整流側采用通態壓降更低的MOS管代替二極管，如圖2所示。前級采用單管正激+同步整流實現100V到5V電壓變換。

整流管M2與原邊開關M1同時開通和關斷，續流管M3與整流管M2互補導通。MOS管的漏源之間有寄生的體二極管，在整流管無驅動信號時，電流仍然可以由體二極管流通，但該體二極管的正向導通壓降和反向恢復時間都比同步整流管大得多，因此在實際使用中并聯肖特基二極管D1和D2。

采用兩級式拓撲變換，后級采用TPS50601降壓電路實現5V到2.5V電壓變換。TPS50601為帶抗輻照指標的降壓芯片，輸出電流降額后為最大為3A。由于該芯片尺寸小，效率高，輸出功率大，且具有較高的開關頻率，能夠減少輸出電感器的尺寸，能夠滿足電源小型化、高效率要求，因此被應用到后級電路實現5V到2.5V電壓變換。

3 工作原理

電源技術指標如下：輸入電壓為DC 100 V；開關頻率為200 kHz；輸出電壓/電流為+5V/3.5A，+12V/0.8 A，-12 V/0.3 A，2.5V/2.5 A；轉換效率≥78%。要求輸出電壓建立的順序為-12V 輸出電壓最先建立，其次是2.5V，其次是+12V，最后為+5V。

圖1：單管正激拓撲

圖2：單管正激加同步整流拓撲

圖3：變換器組成原理框圖

圖4：TPS50601設計電路

圖5：+12 V路的時序控制電路

圖3為電源變換器組成原理框圖，變壓器的副邊有三路輸出繞組，第一路輸出電壓經整流濾波后產生+5V電壓，該電壓作為PWM控制電路的基準，由+5V電壓再經降壓芯片產生+2.5V電壓；第二路輸出電壓經整流濾波后，產生+12V電壓，第三組輸出經整流濾波和LDO線性穩壓器后，產生-12V電壓。采用延時電路實現+5V、+12V電壓的延時輸出。

4 理論計算

4.1 功率變壓器設計

模塊電源采用一個變壓器實現四路輸出，要綜合考慮電源的額定功率，各路輸出電壓、轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。變壓器磁芯選用PC40P22/13Z。

式中：Dmax為PWM最大占空比，ΔB為磁通密度變化量(G)，Ae為磁芯面積（cm2），f為開關頻率（kHz）

次級繞組匝數為：

按照式（1）～（2）計算得：+5 V輸出Np 為28匝，Ns為5匝；+12V輸出Ns 為11匝，-12V輸出Ns為12匝。變壓器導線電流密度取6～8 A/mm2。

為了保證輸出電壓穩定度和交叉調整率，變壓器繞制采用三明治繞制方法，既：原邊繞組分內外兩層繞制，并將三路輸出繞組包夾在原邊繞組內外兩層之間繞制。

4.2 輸出濾波電感設計

電源的四路輸出共用一個電感器,即四路的輸出電感疊繞在一個磁芯，四路輸出電感通過分層均勻繞制在一個磁芯內，改善輔路輸出的交叉調整率。

以+5V為主路計算該路電感量+5V路輸出的額定電流Io為3.5 A。依照輸出電壓紋波和動態特性的要求，通常選取輸出電感的紋波電流值為額定情況下負載電流的20%，輸出電感量表達式為：

按照式（3）計算，留有一定的裕量，取電感量大小為電感量L0 =70μH。

設計耦合電感時，耦合電感的匝比與變壓器次級側的匝比相同，能夠減小輔路輸出紋波，否則，會造成電源的四路輸出存在環流，增大四路輸出紋波。由此可算出+5V所需電感匝數為15匝，+12V所需電感匝數為33匝。-12V所需電感匝數為36匝。

4.3 降壓芯片設計

設計了基于降壓芯片TPS50601的外圍應用電路，如圖4所示，芯片功率輸入端PVIN設置有LC濾波器，抑制使芯片輸入端口電壓干擾信號。控制輸入端VIN對地電容C83需要布置在芯片管腳根部，避免高頻雜波對芯片控制端產生干擾。通過設置電阻R92的值，使芯片開關頻率達到500Hz。

對于輸出濾波電感L5的值，可根據公式（4）計算：

需注意的是，由于TPS50601為非隔離降壓芯片，在進行PCB設計時，需要注意嚴格按照功率流向布局，控制電路和功率電路盡量避免在同一層PCB布局。

4.4 時序控制電路設計

+12V時序控制電路如圖5所示。+12V經MOS管延時輸出。MOS管前級為+12V1，經電阻R3、R4分壓對C1充電，當C1上的電壓大于三極管Q1開通電壓時，三極管Q1導通，通過合理設置電阻R1、R2的值，使MOS管GS電壓在10V左右，使MOS管開通，+12V延時輸出。改變R3，C1的大小可以控制+5V、+12V的延時時間。由于+5V輸出要晚于+12V輸出，因此，+5V時序控制電路在+12V時序控制電路的基礎上，在R2位置并聯一個電容C2，來實現延時啟動功能。

表1

圖6：電源輸出電壓時序圖

5 關鍵點波形和數據

表1列出電源在額定100V輸入電壓下，四路輸出在空載和滿載情況下的輸出電壓值。

圖6為電源輸出電壓時序圖，各路輸出電壓如圖6所示，四路輸出電壓均為單調上升，-12V最先建立，其次是2.5V，其次是+12V、最后為+5V，驗證了時序控制電路設計的正確性。

6 結論

本文設計了一種有時序要求的超低壓多輸出電源，改變傳統設計方法，采用兩級式拓撲變換，采用一個變壓器、一個電感實現電源四路輸出，具有良好的交叉調整率，在電源的小型化設計上具備優勢。同時具有輸出時序控制功能，效率達到81%，具有較高的應用前景。

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作者單位 北京衛星制造廠 北京市 100190

馮悅（1985-），于2011年畢業于北京交通大學，獲碩士學位。工程師。研究方向為衛星電源。