Ka頻段高功率超窄帶帶通濾波器設計

劉海旭

(中國電子科技集團公司第二十七研究所，鄭州450047)

Ka頻段高功率超窄帶帶通濾波器設計

劉海旭*

(中國電子科技集團公司第二十七研究所，鄭州450047)

針對某型號設備需要，設計了一種Ka頻段高功率、超窄帶濾波器，采用圓波導高次模結構，利用耦合矩陣系數法，結合三維電磁場仿真對濾波器進行了分析，優化出結構尺寸，給出了該濾波器的仿真結果，并對該濾波器在常壓和真空環境下所能承受的功率進行了近似分析，最終設計了一款相對帶寬約0.1%的Ka頻段高功率超窄帶帶通濾波器，經過調試，整個通帶插入損耗小于0.4 dB，帶內駐波小于1.25，帶內平坦度小于0.2 dB，與仿真計算結果基本一致。

Ka頻段;高次模;高功率;超窄帶;耦合矩陣

作為一種基本的微波元器件，波導帶通濾波器廣泛用于各種微波系統中，如衛星通信系統、電子對抗系統、雷達系統等［1-3］。對于Ka頻段波導帶通濾波器，設計過程中多采用圓波導E面鰭線式、波導膜片或電感棒式［4-6］，但對于超窄帶通帶帶通濾波器，特別是相對帶寬小于1%的濾波器而言，上述方案即呈現出明顯的缺陷:通帶損耗較大，很多微波系統難以接受;耦合尺寸很小，結構實現困難。另外，圓波導帶通濾波器一般采用波導基模作為工作模式，設計出的濾波器功率容量相對較低。本文依據模式耦合系數矩陣，利用圓柱諧振腔高次模作為工作模式，提出了一種相對帶寬極窄通帶的波導帶通濾波器設計方法，相對帶寬不足0.1%，不僅降低了加工難度，而且大大提高了濾波器功率容量。

1 濾波器設計

1.1 理論分析

對于任意一個包含N個諧振器的二端口無耗網絡，其傳輸函數和反射函數可以表示為如下的N節代數式:

式中:EN(ω)為濾波器輸入信號多項式，PN(ω)為濾波器輸出信號多項式，FN(ω)為濾波器反射信號多項式，ω是實頻變量，它與復頻變量的關系為:s= jω，對于廣義切比雪夫函數，ε是一個常數，由下式定義:

式中，RL是回波損耗(單位:dB)，并假定式中所有多項式歸一化，以使其最高次系數是單位1，ε11(ω)和ε12(ω)具有相同分母εN(ω)，其中多項式包含了傳輸零點。圖1是N節濾波網絡示意圖，與其等效的電路圖如圖2所示。根據等效電路法和級聯網絡傳遞矩陣可以分析濾波器的傳輸反射特性［7］。我們這里采用另一種方法。

圖1 N節濾波器網絡示意圖

圖2 N節濾波器網絡等效電路圖

根據雙端口等效網絡理論和前面的傳輸和反射多項式可以推導出網絡的導納函數［YN］。圖3是交叉耦合帶通網絡結構示意圖。圖3中電路原型的耦合系數和網絡端口阻抗假設是不隨頻率變化，通過低通原型到帶通原型的變換，依照Cameron［8］R J在1999年文章中給出的方法，根據給出的具體要求，最終可以綜合出滿足指標的濾波器耦合系數矩陣M。

圖3 濾波器耦合網絡示意圖

本文所設計Ka頻段窄帶帶通濾波器的主要電性能指標為:中心頻率f0工作帶寬35 MHz，帶內中心頻率處插入損耗低于0.6 dB，帶內35 MHz范圍內損耗起伏不超過0.3 dB，帶外f0±60 MHz處抑制應大于25 dB。帶內駐波小于1.25;接口為BJ320標準波導法蘭。根據指標要求，通過理論分析，選擇4節Chebyshev濾波函數，按照前面給出的方法，通過軟件編程計算出滿足要求的濾波器的耦合矩陣［M］為:

1.2 電磁場仿真及優化

根據要求選擇了圓波導膜片方案來實現該濾波器，考慮到毫米波頻段產品小型化及功率容量的需求，選用諧振TM211模作為濾波器中的諧振模式，記過初步計算及仿真，單個諧振腔模型結構及電場分布如圖4所示。

圖4 諧振腔TM211模式電場結構

濾波器圓柱諧振腔之間及圓柱諧振腔與矩形波導采用矩形耦合口級聯，濾波器輸入輸出接口采用BJ320標準法蘭，l1，l2，l3，l4分別為相應諧振腔長度，r為諧振腔半徑，整個濾波器結構示意圖如圖5所示。

圖5 濾波器結構模型

在確定單個諧振腔大小以后，根據耦合矩陣系數［M］，經過電磁場優化仿真，可以初步得出滿足耦合系數的耦合窗結構尺寸。按照圖4將矩形波導及圓柱腔進行級聯，對濾波器進行整體結構仿真，并對濾波器耦合窗高度h、寬度w、厚度d及圓柱腔的尺寸進行適當調整，最終得到濾波器尺寸(mm): l1=16.87，l2=17，l3=17，l4=16.87，r=5.1，h=1.00，w1=3.23，w2=2.22，w3=2.30，w4=2.52，w5=3.43，d=0.5 mm，濾波器最終仿真結果如圖6所示。

圖6 濾波器仿真結果

2 加工及測試

工作頻段高和通帶帶寬極窄等特點導致了波導濾波器對結構尺寸非常敏感，進行精細加工及組裝已非常必要。濾波器分成矩形波導節，圓波導節，膜片窗口，調諧螺釘分別進行加工，加工精度要求控制在±0.02mm，表面鍍銀處理，加工完成后，按順序用螺釘將圓柱腔及膜片緊固連接，保證安裝過程中濾波器內部腔體無污染。加工組裝后實物照片如圖7所示。

圖8為調試后樣件的測試結果，與圖6仿真結果比較，發現測試結果與仿真計算曲線基本一致，中心頻率的插入損耗約0.35 dB，帶內35 MHz的幅頻起伏小于0.2 dB，帶外f0±60 MHz處抑制均大于25 dB，完全滿足設計要求。

圖7 濾波器實物照片

圖8 濾波器測試結果

3 濾波器功率容量估算

當濾波器輸入功率為P=1 W時，濾波器電場強度分布圖如圖9所示。濾波器最大場強為5.86× 104V/m，又P∝E2，可有公式［9］

圖9 輸入功率1W時濾波器電場分布圖

初略計算理想情況下濾波器功率容量。Emax為常壓下空氣擊穿電場，當空氣擊穿電場Emax=2.96× 106V/M時，濾波器可承受的最大功率Pmax可達2 500W;在抽真空下濾波器可承受的更高功率。

4 結論

提出了一種Ka頻段高功率、超窄帶濾波器設計方法，采用圓波導高次模結構，利用耦合矩陣系數法，結合三維電磁場仿真對濾波器進行了分析，優化出結構尺寸，給出了該濾波器的仿真結果，并對所能承受的功率進行了簡單分析，設計了一款相對帶寬約0.1%的Ka頻段高功率超窄帶帶通濾波器，經過調試、測試，整個通帶插入損耗小于0.4 dB，帶內駐波小于1.25，帶內平坦度小于0.2 dB，測試結果與仿真計算結果基本一致。

［1］甘本祓，吳萬春.現代微波濾波器的結構與設計［M］.北京:科學出版社，1974:276-291.

［2］Levy R，Snyder R V，Mattahae IG.Design of Microwave Filters［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2002，50(3):783-793.

［3］周穎，褚慶昕.大功率波紋波導諧波濾波器［C］//2003全國微波毫米波會議，2003:527-530.

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［5］李勝先，傅君眉，吳須大.一種微波及毫米波濾波器的精確設計方法［J］.中國空間科學技術，2005，25(6):14-18.

［6］劉宏偉，Hunter IC.毫米波E面電路雙工器的計算機輔助設計［J］.紅外與毫米波學報，1994，13(4):309-312.

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［9］劉海旭，林福民，趙培偉，等.TM_(310)高次模圓柱形諧振腔耦合矩形波導輸出回路研究［J］.電子器件，2010，33(6): 708-713.

劉海旭(1984-)，男，山東菏澤人，碩士研究生，工程師，主要研究方向為高功率微波無源器件及固態微波功率放大器電路設計，liuhaixu05@163.com。

Design of High Power Super Narrow-Band Pass-Band Filter in Ka Band

LIU Haixu*

(The 27th Research Institute of CETC，Zhengzhou 450047，China)

A kind of high power super narrow-band pass-band filter in Ka band has been designed by matrix theory analysis and 3D EM simulating high-mode for some system needs in this text.The relative band of the filter is 0.1%and max insert-loss0.4 dB，VSWR 1.25，flatness in band 0.2 dB.The sample has been produced according to the dimension of simulating，and assembled and adjusted.The power capacity of the filter has been analyzed simply in normal atmosphere and in vacuum.At last，the result ofmeasuring is the same with simulating entirely and comes to our expect.

Ka band;high-mode;high power;narrow-band;couplingmatrix

C:1270

10.3969/j.issn.1005－9490.2017.01.008

TN713.5;TN620

:A

:1005－9490(2017)01－0040－03

2016-02-02修改日期:2016-04-06