基于PGC光纖傳感器的全數(shù)字化解調(diào)設(shè)計(jì)與分析*

朱 俊， 王 強(qiáng)， 翟永軍， 沈海濱， 谷小紅

(1.中國(guó)計(jì)量大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院,浙江 杭州 310018；2.中國(guó)計(jì)量大學(xué) 質(zhì)量與安全工程學(xué)院，浙江 杭州 310018；3.山東省特種設(shè)備檢測(cè)研究院泰安分院，山東 泰安 271000)

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基于PGC光纖傳感器的全數(shù)字化解調(diào)設(shè)計(jì)與分析*

朱 俊1， 王 強(qiáng)2， 翟永軍3， 沈海濱2， 谷小紅1

(1.中國(guó)計(jì)量大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院,浙江 杭州 310018；2.中國(guó)計(jì)量大學(xué) 質(zhì)量與安全工程學(xué)院，浙江 杭州 310018；3.山東省特種設(shè)備檢測(cè)研究院泰安分院，山東 泰安 271000)

介紹了一種基于Mach-Zehnder和Sagnac混合干涉型分布式光纖傳感器的相位產(chǎn)生載波(PGC)全數(shù)字化解調(diào)系統(tǒng)。針對(duì)GD32F103信號(hào)算法處理芯片，進(jìn)行了PGC數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，對(duì)系統(tǒng)性能進(jìn)行了分析，最后與模擬解調(diào)效果進(jìn)行了性能對(duì)比分析。實(shí)驗(yàn)待測(cè)信號(hào)為0～50 kHz，理想情況下管道泄漏點(diǎn)距離法拉第旋轉(zhuǎn)鏡距離為8 045 m，實(shí)際情況下距離為8 188.7 m, 絕對(duì)誤差為143.7 m，相對(duì)誤差為1.75 %。本數(shù)字系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性和較高的定位精度。

分布式光纖； 模擬解調(diào)； 相位產(chǎn)生載波數(shù)字解調(diào)； 泄漏點(diǎn)

0 引 言

利用光纖傳感技術(shù)對(duì)海底管道進(jìn)行結(jié)構(gòu)健康監(jiān)測(cè)是近年來出現(xiàn)的一種新的海底管道檢測(cè)方法。針對(duì)海底長(zhǎng)輸管道復(fù)雜的水下環(huán)境及管道的運(yùn)送介質(zhì)，光纖傳感器具有抗電磁干擾、電絕緣、耐腐蝕、靈敏度高、重量輕、測(cè)量范圍廣、對(duì)被測(cè)介質(zhì)影響小以及成本低等優(yōu)勢(shì)[1]，克服常規(guī)方法的缺點(diǎn)，能夠在較遠(yuǎn)范圍內(nèi)對(duì)海底管道整個(gè)運(yùn)行期間的安全狀況進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)。因而，光纖傳感器得到了極大的發(fā)展[2]。

分布式光纖傳感器的核心技術(shù)之一是信號(hào)的調(diào)制解調(diào)，調(diào)制解調(diào)方法有零差解調(diào)和外差解調(diào)。零差解調(diào)包括有源零差正交解調(diào)法、無源零差正交解調(diào)法、相位載波零差法[3]、基于3×3光纖耦合器的零差解調(diào)法[4,5]等。相位產(chǎn)生載波(phase generated carrier,PGC)解調(diào)技術(shù)由于具有動(dòng)態(tài)范圍大、靈敏度高、線性度好，無源解調(diào)等諸多優(yōu)點(diǎn)，成為目前在干涉型光纖傳感檢測(cè)技術(shù)中最為廣泛的技術(shù)之一。其中，朱俊等人[6]對(duì)一種基于馬赫—曾德爾和薩格納克混合干涉儀原理的分布式光纖泄漏檢測(cè)系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)進(jìn)行了研究，對(duì)PGC模擬解調(diào)技術(shù)進(jìn)行理論分析；吳紅艷等人[7]提出一種新型的相位解調(diào)算法，用以解決系統(tǒng)對(duì)信號(hào)的大擾動(dòng)定位問題；劉明等人[8]提出了定點(diǎn)化的PGC數(shù)字解調(diào)算法，并應(yīng)用于基于龍芯2E處理器的并行信號(hào)處理平臺(tái)；藍(lán)天等人[9]論述了全數(shù)字PGC 解調(diào)系統(tǒng)中，采用余弦查找表 (LUT)方式生成載波數(shù)字波形，通過在 LUT 的地址輸入端引入固定偏置，生成相位超前的載波，補(bǔ)償解調(diào)系統(tǒng)中固有的延遲，達(dá)到消除不利影響的目的；王利威等人[10]對(duì)干涉型光纖傳感器的PGC解調(diào)技術(shù)進(jìn)行了研究，對(duì)PGC算法進(jìn)行了數(shù)學(xué)推導(dǎo)和仿真計(jì)算，對(duì)數(shù)字低通濾波器進(jìn)行了詳細(xì)分析，給出了其影響PGC解調(diào)性能的原因及數(shù)字濾波器的設(shè)計(jì)方法；張楠等人[11]對(duì)干涉型光纖水聽器數(shù)字化外差檢測(cè)方法動(dòng)態(tài)范圍上限進(jìn)行了研究，給出了不同的外差頻率所能達(dá)到的動(dòng)態(tài)范圍上限不同，相同的外差頻率結(jié)合不同的正交解調(diào)算法， 所能達(dá)到的動(dòng)態(tài)范圍上限也不相同。

本文對(duì)干涉型分布式光纖傳感檢測(cè)系統(tǒng)的基礎(chǔ)上進(jìn)行了數(shù)字式PGC解調(diào)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，對(duì)該數(shù)字式PGC解調(diào)系統(tǒng)數(shù)字信號(hào)算法運(yùn)算進(jìn)行了綜合分析，并與傳統(tǒng)的模擬式PGC解調(diào)系統(tǒng)進(jìn)行了性能對(duì)比分析，最后將數(shù)字式PGC調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)引入到管道泄漏檢測(cè)裝置中進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，再對(duì)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行了定位精度的分析。

1 光纖傳感檢測(cè)系統(tǒng)

本文基于Mach-Zehnder和Sagnac混合型干涉儀原理的分布式光纖測(cè)量架構(gòu)[12]，主要由ASE光源、光環(huán)形器(CIR)、2×2光耦合器、延遲光纖、相位調(diào)制器、偏振控制器、1×2光耦合器、測(cè)量光纖、法拉第旋轉(zhuǎn)鏡和光電探測(cè)器組成，如圖1。L1,L2光纖隨管道直線布量，檢測(cè)管道泄漏信號(hào)。系統(tǒng)先將光源通過單模光纖進(jìn)入測(cè)量系統(tǒng)，再經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換器將光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，最后經(jīng)過解調(diào)系統(tǒng)解調(diào)出理想的信號(hào)輸出，將載波信號(hào)加到相位調(diào)制器上。改進(jìn)后的光路測(cè)量架構(gòu)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、光纖布放方便，傳感信號(hào)損耗度減小，對(duì)于微弱傳感信號(hào)的感測(cè)能力增強(qiáng)，提升了檢測(cè)系統(tǒng)的整體性能。

圖1 分布式光纖傳感信號(hào)解調(diào)架構(gòu)

在干涉型光纖傳感管道泄漏檢測(cè)系統(tǒng)中，信號(hào)解調(diào)技術(shù)是關(guān)系分布式光纖傳感器泄漏定位準(zhǔn)確性關(guān)鍵技術(shù)之一，要從干涉信號(hào)中恢復(fù)出被測(cè)的高低管道泄漏產(chǎn)生的擾動(dòng)信號(hào)，需要專門的信號(hào)解調(diào)技術(shù)。理想的信號(hào)解調(diào)也是保證光纖傳感器實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確測(cè)量的主要單元之一，且也會(huì)影響到測(cè)量的分辨率、檢測(cè)動(dòng)態(tài)范圍等性能指標(biāo)。而信號(hào)解調(diào)能否實(shí)現(xiàn)主要依賴于其采用的解調(diào)方法，干涉型光纖傳感器具有很高的靈敏度，但外界環(huán)境干擾會(huì)使其存在各種隨機(jī)相位漂移，導(dǎo)致信號(hào)衰落嚴(yán)重，所以在選擇解調(diào)方法時(shí)還要考慮抗衰落檢測(cè)問題。

2 PGC調(diào)制解調(diào)原理

光纖傳感器檢測(cè)架構(gòu)如圖1所示，經(jīng)過光纖傳感檢測(cè)架構(gòu)的干涉信號(hào)經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換后成為電信號(hào)，可表示為[13]

v1=A+Bcos[Ccosω0t+φ(t)]

(1)

式中A為直流偏置；B為干涉項(xiàng)幅值；C為載波幅值；ω0為載波頻率；φ(t)為需要解調(diào)的待測(cè)信號(hào)。

使用基頻Gcosω0t和二倍頻Hcos 2ω0t分別對(duì)v1進(jìn)行混頻相乘，然后經(jīng)過低通濾波得到

v2=-BGJ1(C)sinφ(t)

(2)

v3=-BHJ2(C)cosφ(t)

(3)

式中G為基頻幅值；H為二倍頻幅值；J1和J2分別為第一階、第二階貝塞爾函數(shù)。對(duì)式(2)和式(3)微分得

(4)

(5)

將式(2)、式(3)和式(4)、式(5)分別交叉相乘再相減，得到

v4=B2GHJ1(C)J2(C)φ′(t)

(6)

對(duì)式(6)積分運(yùn)算，可得到最終解調(diào)信號(hào)為

v5=∫v4dt=∫B2GHJ1(C)J2(C)φ′(t)d(t)

=B2GHJ1(C)J2(C)φ(t)

(7)

整個(gè)解調(diào)過程如圖2。

圖2 PGC數(shù)字解調(diào)原理

利用PGC數(shù)字解調(diào)電路進(jìn)行解調(diào)，得到輸出干涉信號(hào)的表達(dá)式[12]為

(8)

cosωs(τs)=0

(9)

則可知

(10)

取k=1，即取第一個(gè)零點(diǎn)頻率值，可得公式[12]

(11)

式中 c為光速；n為光纖纖芯的折射率；fs為零點(diǎn)頻率值；Ls為泄漏點(diǎn)與法拉第旋轉(zhuǎn)鏡之間的距離。由頻譜圖的第一個(gè)零點(diǎn)頻率值可得到泄漏點(diǎn)位置，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)泄漏點(diǎn)的定位。

2.3PGC解調(diào)數(shù)字化實(shí)現(xiàn)

在整個(gè)數(shù)字解調(diào)信號(hào)處理算法模塊中，處理算法分別為倍頻算法、數(shù)字微分算法、數(shù)字差分算法、數(shù)字積分算法以及數(shù)字濾波器算法。5種算法都需要在MCU實(shí)現(xiàn)。數(shù)字解調(diào)模塊選用的是ST公司的GD32F103系列處理器作為解調(diào)模塊的MCU處理信號(hào)算法。選用數(shù)字微分積分算法消除之前模擬微分與模擬積分運(yùn)算時(shí)由于模擬器件工作時(shí)溫度漂移產(chǎn)生的干擾。數(shù)字濾波器沒有漂移，能夠處理低頻信號(hào)，精度度高，靈活性大，可靠性高，容易集成，是一個(gè)重要的環(huán)節(jié)。

2.3.1 數(shù)字微分算法

函數(shù)微分一般理論定義為

(12)

然而在GD32F103芯片中該算法是很難實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)樵贕D32F103系統(tǒng)中Δx的值是采樣時(shí)間，為有限值，遠(yuǎn)不趨向于0，無法實(shí)現(xiàn)式(12),因此,只能找一種近似的算法來表示上述理論的微分算法。

(13)

從圖2的PGC數(shù)字解調(diào)原理中可看出，微分交叉相乘后，進(jìn)行兩路相減以及積分運(yùn)算,其中積分和微分運(yùn)算都是逆運(yùn)算,差商可以代替差分,故得出實(shí)際的微分運(yùn)算是用式(14)的差分運(yùn)算完成

x(n)-x(n-1)

(14)

式中 x(n)和x(n-1)分別為當(dāng)前采樣的點(diǎn)值和上一次采樣的點(diǎn)值。

2.3.2 數(shù)字積分算法

同理，從圖2可看出，在積分運(yùn)算之前有微分交叉相乘運(yùn)算以及兩路相減運(yùn)算,由于微分和積分運(yùn)算均為逆運(yùn)算,實(shí)際的微分運(yùn)算是由差分運(yùn)算來實(shí)現(xiàn)的。因此,實(shí)際的積分運(yùn)算是由式(15)累加運(yùn)算近似實(shí)現(xiàn)

(15)

2.3.3 數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)

由于PGC數(shù)字式解調(diào)系統(tǒng)對(duì)相位要求較高，相位的不匹配會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)的幅度變化和信噪比降低，而IIR濾波器幅頻特性精度高，且不是線性相位，一般應(yīng)用在對(duì)相位要求不高的領(lǐng)域，而FIR濾波器幅頻特性精度較之于IIR濾波器低，且是線性相位，所以，本文PGC數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)采用FIR數(shù)字濾波器。

根據(jù)系統(tǒng)要求，目標(biāo)頻率為0～50kHz，載波信號(hào)頻率為300kHz，采樣頻率為1MHz，為了使數(shù)字低通濾波器過渡帶陡峭、具有線性相位特性且阻帶內(nèi)衰減大，設(shè)計(jì)低通濾波器的通帶頻率為50kHz，阻帶頻率為60kHz，且阻帶衰減在40dB以上。圖3(a)和圖3(b)分別為模擬濾波器與數(shù)字濾波器仿真結(jié)果，可見數(shù)字濾波器濾波效果比模擬濾波器濾波效果更明顯，且一般不會(huì)出現(xiàn)相位的偏移，數(shù)字濾波器與模擬濾波器相比可靠性更高，精度也更高，噪聲對(duì)它的影響較低，且易于集成。

圖3 低通濾波器比較

3 實(shí)驗(yàn)研究

3.1 數(shù)字化解調(diào)性能分析

在實(shí)驗(yàn)過程中，設(shè)定待測(cè)信號(hào)的頻率為0～50 kHz，載波調(diào)制頻率為300 kHz,激光波長(zhǎng)為1 530 nm,實(shí)驗(yàn)得到經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換器后的干涉信號(hào)如圖4(a)所示。 從圖4(b)可以看到，當(dāng)系統(tǒng)采用模擬PGC解調(diào)時(shí)，由于模擬電路抗外界噪聲能力差，引入的噪聲與信號(hào)相混疊被傳輸、放大，形成噪聲積累且難以分離。采用數(shù)字PGC進(jìn)行解調(diào)過程中，待測(cè)信號(hào)的頻率在0～50 kHz之間，為了使待測(cè)信號(hào)采樣后脈沖序列頻譜不重合,根據(jù)香農(nóng)抽樣定理，采樣頻率為1 MHz，采樣精度為16 bit，分辨率為0.03 %，將采集的數(shù)據(jù)傳輸給上位機(jī)保存，最后進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。在某次數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)中，當(dāng)計(jì)算得出A=1,B=1,C=2.37 rad時(shí),從圖4(c)可以看出，PGC數(shù)字化解調(diào)不但能改善信號(hào)質(zhì)量，且與模擬解調(diào)結(jié)果相比有較明顯的波形，同時(shí)，由比較可以看出數(shù)字化解調(diào)后的結(jié)果，信噪比與模擬式解調(diào)有大約23 dB的差異。

圖4 模擬與數(shù)字效果對(duì)比

3.2 解調(diào)效果定位分析

管道泄漏實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖5所示，檢測(cè)系統(tǒng)采用的可調(diào)ASE光源，光譜范圍為1 520～1 560 nm，輸出光功率最大為15.3 dB可調(diào)ASE光源(寬帶增益平坦光源)，選擇最高調(diào)制頻率為1 MHz的鈮酸鋰相位調(diào)制器，并施加了一頻率為300 kHz，幅值為4 V的正弦信號(hào)作為高頻載波調(diào)制信號(hào)。管道長(zhǎng)1.1 m，外徑40 mm，壁厚3 mm，管道中部開設(shè)有一直徑為2.5 mm的小孔用于模擬泄漏孔，通過空氣壓縮機(jī)給管道輸入穩(wěn)定的1 MPa氣體。傳感光纖為纖芯折射率為1.458的康寧單模光纖，布放在距離泄漏孔1 cm的管道上，泄漏點(diǎn)和法拉第旋轉(zhuǎn)鏡距離為8 045 m，延遲光纖的長(zhǎng)度為2 km。在空氣環(huán)境下，測(cè)量管道泄漏解調(diào)檢測(cè)系統(tǒng)測(cè)試時(shí)，圖6為經(jīng)過PGC數(shù)字解調(diào)處理后的零點(diǎn)頻譜圖，零點(diǎn)頻率為圖6中標(biāo)記出的頻率，其值為6.450 kHz，根據(jù)式(12)可獲得泄漏點(diǎn)距離法拉第旋轉(zhuǎn)鏡的距離為8 188.7 m，絕對(duì)誤差為143.7 m，相對(duì)誤差為1.75 %。

圖5 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)示意圖

圖6 零點(diǎn)定位頻譜圖

4 結(jié) 論

針對(duì)光纖傳感器干涉信號(hào)設(shè)計(jì)了數(shù)字式PGC調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，與模擬式PGC解調(diào)系統(tǒng)進(jìn)行了性能對(duì)比分析。在測(cè)試感測(cè)系統(tǒng)時(shí)，利用PGC數(shù)字解調(diào)后的干涉信號(hào)進(jìn)行傅立葉變換得出零點(diǎn)頻率，泄漏點(diǎn)距離法拉第旋轉(zhuǎn)鏡的距離為8 188.7 m，絕對(duì)誤差為143.7 m，相對(duì)誤差為1.75 %。表明PGC數(shù)字式解調(diào)系統(tǒng)能夠有效地從感測(cè)系統(tǒng)的輸出信號(hào)中解調(diào)出相應(yīng)的相位信息完成信號(hào)解調(diào)，與理論相符合達(dá)到實(shí)驗(yàn)之前預(yù)定的目標(biāo)。

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All digitization demodulation design and analysis based on PGC fiber-optic sensor*

ZHU Jun1， WANG Qiang2， ZHAI Yong-jun, SHEN Hai-bin2， GU Xiao-hong1

(1.College of Mechanical and Electrical Engineering,China Jiliang University,Hangzhou 310018,China;2.College of Quality and Safety Engineering, China Jiliang University, Hangzhou 310018, China;3.Tai’an Branch，Shandong Special Equipment Inspection Institute,Tai’an 271000,China)

A kind of phase generated carrier(PGC)digital demodulation system of distributed optical fiber sensor based on hybrid interferometric configuration of Mach-Zehnder and Sagnac is introduced.For the GD32F103 chip of signal processing of algorithm,design PGC digital demodulation system,performance analysis of PGC digital demodulation system is carried out, and comparison with analog demodulation effect and analysis is carried out.The test signal is 0～50 kHz in the experiment,in an ideal condition,distance between leak point and Faraday rotation mirror is 8 045 m,actual distance is 8 188.7 m,absolute error is 143.7 m,the relative error is 1.75 %.This digital system has good stability and high positioning precision.

distributed fiber; analog demodulation; phase generated carrier(PGC)digital demodulation technique; leak point

10.13873/J.1000—9787(2017)07—0116—04

2016—07—01

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51374188)； 浙江省自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(LR13E040001)

TP 212

A

1000—9787(2017)07—0116—04

朱 俊(1992-)，男，碩士研究生，主要研究方向?yàn)闄z測(cè)技術(shù)。

谷小紅(1977-)，男，通訊作者，博士，副教授，主要從事檢測(cè)技術(shù)方面的研究工作，E—mail：xhgu @cjlu.edu.cn。