基于DSP的單ADC數字功率因數校正器研究

沈黎韜+陶雪慧+楊斌

摘 要： 傳統數字功率因數校正器要使用三路ADC采樣，特別是電感電流的采樣會造成電路效率的下降以及復雜度的上升。研制一臺基于Boost電路的數字功率因數校正器，控制回路只使用了一路ADC采樣平均輸出電壓以及輸出電壓紋波。開關管所需要的占空比值會預先計算好，采樣的平均輸出電壓形成輸出平均電壓環，采樣的輸出電壓紋波形成輸出電壓紋波環。兩個環路分別對占空比相應的部分進行控制，保證了整個系統可以達到較好的功率因數校正效果。最后，采用TMS320F28335數字信號處理器作為控制芯片，實驗結果驗證了該方法的正確性。

關鍵詞： 功率因數校正； 單ADC； 預計算； 數字信號處理器

中圖分類號： TN873+.5?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

傳統的功率因數校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分別為采樣輸入電壓、輸出電壓和電感電流，使得電路復雜程度相對較高。其中，電感電流的采樣通常使用采樣電阻來實現[1]。但是，采樣電阻上能量的損耗較大，會對電路整體的效率產生影響。采用數字控制時，電感電流的采樣頻率和開關頻率相同，在保證較高開關頻率的同時，電感電流的采樣頻率也相對較高，這樣會導致控制周期縮短，對運算量也提出了很高的要求。

文獻[2]把傳統的PI雙環控制用可編程邏輯門陣列（FPGA）來實現。文獻[3]推導出基于電感波谷電流的占空比計算公式，減少了計算量。文獻[4?7]中采用單周期控制以及新型控制策略，省去了對輸入電壓的采樣。文獻[8]采用了預測電流控制，把輸入電壓采樣改為過零檢測，從內部產生正弦參考信號，減小了計算量。文獻[9]通過采樣負載電流和輸入電壓來計算占空比，省去了對電感電流的采樣。文獻[10]把電感電流的采樣轉化為對電容電壓的采樣，減小了電路的損耗。

本文采用占空比預先計算的方法，將傳統PFC控制的三路ADC減少為一路ADC，只對輸出電壓和輸出電壓紋波進行采樣，從而簡化了采樣電路的設計，也降低了控制回路的計算量。

1 占空比值的預計算

在數字功率因數校正器中，控制器的開關管可以由數字控制器輸出不同占空比的PWM波進行控制。本文所采用的方法是將要用的占空比值提前計算好，并存儲在DSP內部，所以數字控制器不再需要對占空比進行實時的計算。對于不同的拓撲結構來說，占空比的計算方法也是不一樣的。如圖1所示，本文采用的是Boost電路拓撲，電路工作在CCM模式下，占空比的計算方法也是在Boost電路基礎上進行分析的。

2 控制算法

通過上面的分析，可以在特定的情況下計算出所需的占空比，但是在參數有變化時，預先計算的占空比可能就會不適合變化后的情況。所以，需要系統對參數的變化能自動響應，這就要加入閉環控制。除此之外，系統需要將計算好的占空比與輸入交流電壓信號進行同步，所以說需要對輸入電壓加入過零檢測環節。本文采用了模擬比較器，當輸入電壓過零時，比較器的輸出產生一個突變沿，DSP通過捕獲模塊捕獲這個突變沿，從而使得占空比的輸出能和輸入電壓同步，也保證了電流和電壓的同相位。下面，分析兩種不同的算法，分別對預先計算好的占空比進行修改。

2.1 用惟一參數調節占空比

最方便的方法是利用Boost變換器工作在CCM模式下時的占空比計算式來調節，如下：

如果在一個周期內，輸出電壓不為期望值，那么相應的占空比值也要做調整。采用這種方法時，占空比的值通過式（3）預先計算好，系統中加入了一個簡單的PID調節器。這個調節器與傳統PFC中的電壓環類似，通過采樣輸出電壓平均值來改變占空比。

改變計算好的占空比時，不僅僅是要改變一個開關周期的值，而是要改變所有存儲器內部的值。一種方法是將存儲器中的每一個值乘以電壓環的輸出，但這種方法會導致占空比波形歪曲，見圖2。從圖中可以看出，當按d（t）調節時，占空比的值不是從1開始到1結束，這樣會導致占空比值與理想值有偏差，會影響實際的PF值。而按1-d（t）調節時，調節后的值與理想值偏差較小，對PF值影響也較小。

具體的控制框圖見圖3，經過采樣后的輸出電壓與參考電壓相減，得到的偏差經過調節器輸出為k，k與1-d相乘后可以得到調節后的占空比。調節器的原理見圖4。PID調節器的輸出為δ，當系統在穩態時，δ值為0，所以k為1，d的值沒有變化。當輸出電壓有偏差時，相應的δ也會有值，從而可以調節占空比d的大小。

這種方法根據式（3）預先計算好占空比值再進行調節，但是當負載發生變化時，由于輸出電壓變化不明顯，系統不能很好地感知負載變化，相應的占空比d的調節也不會改變，從而會對功率因數校正的效果產生一定影響，這方面的不足可以通過下面一種方法彌補。

2.2 用兩個不同參數調節占空比

為了彌補第一種方法的不足，將式（3）中的占空比d分為d1和d2兩個部分，如下：

兩個參數的變化曲線分別見圖5和圖6。從圖5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由負載變化產生的電流畸變。圖5的結果顯示了輸入電壓變化對d1的影響很大，而輸出功率的變換則對其產生的影響很小，所以，d1可以由輸出電壓平均值來控制。因而輸出電壓的紋波被忽略了，不會對d1產生影響。所以，d1的控制方法與第2.1節第一種方法相同，通過存儲1-d1的值來修改預先計算的占空比值。

d2部分的值取決于輸入電流的大小。從式（6）中可以看出，輸入電流與電路的功率成正比。所以，當負載發生變化時，會對輸入電流產生影響，進而會改變d2的大小。系統雖然不能測量輸出功率，但是可以通過輸出電壓的采樣來得出輸出電壓的紋波，由式（4）可知，輸出電壓紋波與輸出功率成正比。所以，通過對輸出電壓紋波的采樣，可以相應地調整d2的大小。

從圖6還可以看出，d2也取決于輸入電壓，所以輸出電壓調節器也用來控制d2。這種方法的控制框圖見圖7。從圖7可以看出，與第一種方法相同的平均輸出電壓環用來對d1進行控制。同時，d2的控制不僅僅用到了平均輸出電壓環，還采用了輸出電壓紋波環路。輸出電壓紋波環路的作用與傳統功率因數校正的電流換相類似。

與第一種方法類似，1-d1是由k進行調節的。但是，由于d2是直接存儲的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符號相反，所以調節器的輸出應該為。由于PID調節器的輸出δ在0左右，所以可以得出式（9）。圖8為用于控制d1和d2的輸出平均電壓環，其中，1-d1由k進行調節，d2由進行調節。

3 實驗部分

3.1 方法實現

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335數字信號處理器。外部晶振頻率是30 MHz，系統時鐘頻率為150 MHz。開關頻率和采樣頻率都是100 kHz，所以每半個輸出交流電壓周期內有1 000個采樣點，這1 000個采樣點所對應的占空比值會預先計算好，并存放在數組中，不斷刷新數組就能達到改變占空比的目的。

輸入電壓過零檢測部分先將輸入電壓降至15 V左右，再經過比較器和反相器整形，輸出一個頻率為50 Hz的方波。DSP的A/D采樣以及捕獲引腳都加入箝位電路，保證了DSP的安全性。具體電路參數見表1。

3.2 實驗結果

第2節分析的兩種方法都通過實驗驗證了其合理性，具體實驗結果見圖9～圖11。

圖9為在不同的輸出功率情況下，兩種方法的實驗結果。占空比是按照輸入電壓220 V、輸出電壓400 V、負載功率300 W的情況進行計算的。從圖9可以看出，兩種方法功率因數校正的效果都是隨著負載功率的上升而上升，并且負載功率越接近計算值，功率因數就越接近1。圖10和圖11分別表示的是在輸入電壓為110 V和220 V時電路滿載測試的結果。可以看出，當電路滿載時，所采用的方法能很好地達到功率因數校正的效果，輸入電流接近正弦波并且能很好地跟蹤輸入電壓波形。實測PF值分別為0.985和0.992。

4 結 論

本文通過分析兩種基于Boost電路的單個ADC功率因數校正的方法，簡化了傳統功率因數校正電路結構。為了能夠很好地達到功率因素校正的效果，占空比的值預先計算好，并且通過平均輸出電壓環以及輸出電壓紋波環兩個閉環控制來改變相應的占空比值。實驗結果表明，兩種方法都能達到功率因數校正的效果，并且PF值最高可以達到0.992。

參考文獻

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