新型低壓大電流三相PWM整流器分析

陳超，張代潤，程滿

（四川大學電氣信息學院，成都610065）

新型低壓大電流三相PWM整流器分析

陳超，張代潤，程滿

（四川大學電氣信息學院，成都610065）

對于一些電焊機或快速充電等低壓大電流系統(tǒng)的應用場合，為了抑制交流側諧波畸變率，多采用傳統(tǒng)的三相電流型PWM整流器作為該變換器的拓撲結構，但是，該結構存在控制方法復雜、直流濾波電感龐大等缺點。針對傳統(tǒng)變換器的這些不足，研究了一種新的三相Buck型整流器拓撲結構，并對其工作原理、控制方法、控制器的設計進行詳細分析闡述，理論分析表明該結構控制簡單、易于實現(xiàn)。最后，通過仿真驗證了該結構抑制交流側諧波畸變率、改善功率因數的有效性，以及提高變換器功率密度和快速響應能力的可行性。

低壓大電流；三相整流器；功率密度；快速響應能力；諧波畸變率

脈寬調制PWM（pulsewidthmodulation）整流器分為電壓型和電流型兩大類[1-2]，對于三相電壓型PWM整流器，由于其本身固有的升壓特性，輸出電壓很高，一些設備無法直接使用。因此，對于電焊機、快速充電等低壓大電流系統(tǒng)，多采用電流型整流器作為該類變換器的拓撲結構。然而該結構也存在直流側儲能電感設計非常大以及交流側采用LC濾波電路易產生振蕩等缺陷。針對電流型整流器的不足，很多學者提出不同變換器結構以及控制策略來改善系統(tǒng)性能。為了解決因LC濾波電路振蕩引起的電流嚴重畸變問題，文獻[3]提出了一種有源阻尼控制方法來抑制LC電路的諧振特性，但是這種方法又額外增加了控制環(huán)，使控制方法更復雜。文獻[4]提出了采用多電平控制方法來抑制交流側諧波，雖然這種方法既能提高變換器的容量又能降低交流側電流畸變率，但是卻增加了裝置的體積和復雜度。文獻[5]提出了一種混合型三相電流型拓撲結構，但是文章沒有詳細分析該結構的工作原理以及控制器設計。

針對電流型整流器控制方法復雜以及直流側電感設計龐大的不足，本文研究了一種混合型三相PWM整流器，該結構工作原理簡單，并且控制方法與Buck型變換器相似，為了提高變換器的響應速度，本文又對控制器的設計進行詳細分析闡述，最后，通過仿真驗證了該結構能夠很好地抑制交流側諧波畸變率、改善網側功率因數以及提高變換器功率密度和快速響應能力。

1 混合Buck型三相整流器拓撲結構

混合Buck型三相整流器的拓撲結構如圖1所示，其中ea、eb、ec為交流側三相電壓，ia、ib、ic為交流側三相電流，L、C為二階濾波電感電容，與傳統(tǒng)三相電流型整流電路相比該結構采用二極管代替全控開關，為了補充因不可控整流引起的交流側電流缺失，引入雙向開關Sa、Sb、Sc，任意時刻該開關只在三相電壓幅值最小的相所對應支路導通，如圖2所示。

因此該開關工作在兩倍工頻周期的低頻區(qū)，為了得到低電壓，上下直流母線各連接一個Buck電路，并且該Buck電路的開關工作在高頻區(qū)。因此，通過合理控制兩組不同頻域區(qū)段的開關狀態(tài)即可實現(xiàn)輸出低壓大電流的功能。

2 變換器的工作原理及其控制策略

為了分析方便做如下假設：

（1）交流側輸入電流ia，b，c=ia1，b1，c1；

（2）直流側電壓恒定，即idc=i0。

以相電壓ea＞eb＞ec為例分析變換器的工作原理，根據圖2可知，此時雙向開關只有Sb處于通態(tài)，處于圖中所示的第3個區(qū)，并且記開關G1和G2的開關函數為k1和k2，即

電流i（k1，k2）表示開關不同狀態(tài)下交流側電流，如i（1，0）則表示開關G1開通，G2關斷時交流側電流。

則根據G1和G2開關狀態(tài)該變換器可分為4種開關模式。

模式1開關G1和G2同時導通，此時ia=i0, ib=0,ic=-i0，若將該式代入到式（1）中可得

模式2開關G1開通，G2關斷，此時ia=i0,ib=-i0, ic=0，將該式子代入式（1）可得

模式3開關G1和G2同時關斷，此時ia=0,ib=0, ic=0，將該式子代入式（1）可得

模式4開關G1關斷，G2導通，此時ia=0,ib=i0, ic=-i0，將該式子代入式（1）可得

對于該變換器，交流側期望電流是與相電壓同相位的正弦波，即相電流與電壓成正比例關系，可表示為

式中，M為比例系數。

若忽略整個變換器的功率損耗由交、直流側功率相等可得

式中，Ia和Ea分別為A相相電流、相電壓有效值。

設交流側電壓幅值為UN，結合電流與電壓的比例關系可得

由上面對變換器工作模式的分析可知

將式（6）、（8）、（9）合并后可得

同理在圖2所示其他5個區(qū)域也可得到對應k1、k2的表達式，綜上可得在一個工頻周期內k1和k2的表達式為

若在一個開關周期內電感電流連續(xù)則uˉL1=0，則在一個周期內D、E兩端電壓平均值等于輸出電壓，即uˉdc=u0，考慮到輸出電壓具有一定波動性，式（11）的u0可表示為

式中，Δu0為電壓波動量。

而電壓波動量可用輸出電壓電流雙環(huán)控制得到，即

式中，Gv和Gi分別為電壓外環(huán)和電流內環(huán)的PI調制器傳遞函數。

綜上可得系統(tǒng)控制結構如圖3所示。

3 雙環(huán)控制器的設計

根據圖3給出的系統(tǒng)控制結構圖可得到該系統(tǒng)的控制結構框圖如圖4所示。根據系統(tǒng)控制框圖可得輸出電壓與給定電壓之間的傳遞函數為

其中，Gv和Gi傳遞函數分別為

根據式（14）中傳遞函數表達式可得閉環(huán)傳遞函數的特征根方程式為

對于閉環(huán)系統(tǒng)，其閉環(huán)穩(wěn)定性主要取決于閉環(huán)極點在S平面上的分布，而對于諸如該文的4階系統(tǒng)，其閉環(huán)穩(wěn)定性主要取決于由系統(tǒng)超調量、峰值時間等性能指標所決定的主導極點在S平面上的位置，設系統(tǒng)主導極點為

那么4階系統(tǒng)的另外兩個極點越遠離主導極點系統(tǒng)越穩(wěn)定，設系統(tǒng)非主導極點為

根據主導極點和非主導極點可得到期望的系統(tǒng)特征根表達式為

假設系統(tǒng)性能指標中的超調量以及上升時間分別為σ=0.05，tp=0.001，那么根據超調量和峰值時間的式（19）可得到阻尼比和自然振蕩頻率分別為ζ=0.69,ωn=4 342。

當取非主導極點的系數n1=6、n2=8以及系統(tǒng)的濾波電感和電容的大小分別為L=0.65mH、C=430 μF時，根據推導出來的特征方程以及期望特征方程之間的關系，可以計算得到電壓外環(huán)以及電流內環(huán)的比例積分系數。

4 系統(tǒng)仿真結果

系統(tǒng)仿真參數分別為交流側相電壓有效值為220 V、濾波電感L為0.75 mH、濾波電容C為7.3 μF、直流側電感L1為0.63mH、直流側電容C0為430 μF、輸出電壓為60 V、輸出電流為200 A、可控管G1，2開關頻率為24 kHz。電壓外環(huán)比例積分系數為KvP=23，KvI=7，電流內環(huán)的比例積分系數為KiP=0.4，KiI=3。

系統(tǒng)輸出電壓、電流波形如圖5和圖6所示，可以看出輸出電壓穩(wěn)定在60 V，超調量近似為5%，系統(tǒng)調節(jié)時間近似為0.002 s。輸出電流波形在輸出電感很低的情況下也能穩(wěn)定在200 A并且電流波形波動近似為2 A，能夠達到很好效果。交流側電流波形如圖7所示，其近似為正弦波，而且畸變率為2.71%，小于5%滿足國家標準。

為了驗證系統(tǒng)快速恢復性，在0.1 s處將直流側負載突變?yōu)樵瓉淼?倍，得到直流側電流波形如圖8所示，交流側電流波形如圖9所示。

從仿真波形可以看出直流側輸出電流由原來200 A變?yōu)?00 A只需0.002 5 s，交流側電流波形在0.1s負載突變時，經很小的波動后即可恢復正弦波形，并且畸變率為3.64%。因此可以看出在保證輸入電流波形近似正弦波的基礎上系統(tǒng)具有很好的快速響應能力。

5 結語

為了解決傳統(tǒng)三相電流型整流器的拓撲結構存在控制復雜、直流側電感設計龐大的問題，本文研究了一種新型拓撲結構，該結構控制方法簡單易于實現(xiàn)，并且直流側電感設計非常小，大大降低了裝置體積和重量，提高了設備功率密度。經過理論分析和實驗仿真，證明了該拓撲結構抑制交流側諧波畸變率、改善功率因數的有效性，以及提高變換器功率密度和快速響應能力的可行性。

[1]閆興文，任春光，韓肖清，等（Yan Xingwen，Ren Chun?guang，Han Xiaoqing，etal）.三相電壓型PWM整流器慢時標不穩(wěn)定現(xiàn)象分析（Analysis of slow-scale instability in three-phase voltage source PWM rectifier）[J].電力系統(tǒng)及其自動化學報（Proceedings of the CSU-EPSA），2015，27（7）：18-23.

[2]張興，張崇魏.PWM整流器及其控制[M].北京：機械工業(yè)出版社，2012.

[3]郭強，劉和平，彭東林，等（Guo Qiang，Liu Heping，Peng Donglin，etal）.電流型PWM整流器多環(huán)控制策略及其參數設計（Amulti-loop controlstrategy and parameter de?sign for current-source PWM rectifiers）[J].中國電機工程學報（Proceedings of the CSEE），2015，35（5）：1193-1202.

[4]鮑衛(wèi)兵，鮑建宇，張仲超（Bao Weibing，Bao Jianyu，Zhang Zhongchao）.一種三相電流型多電平PWM整流器（Three-phasemultilevel PWM current-source rectifier）[J].電力系統(tǒng)及其自動化學報（Proceedings of the CSUEPSA），2007，19（6）：53-56.

[5]Kolar JW，F(xiàn)riedli T.The essence of three-phase PFC rec?tifier systems[C]//33rd International Telecommunications Energy Conference.Amsterdam，Netherlands，2011.

Analysisof Novel Three-phase PWM Rectifier w ith Low Voltage and High Current

CHEN Chao，ZHANGDairun，CHENGMan
（SchoolofElectricalEngineeringand Information，Sichuan University，Chengdu 610065，China）

In order to restrain theharmonic distortion in AC side，traditional three-phase currentpulsewidthmodulation（PWM）rectifier isusually used in application scenarioswith low voltage and high currentsystem，such as electricweld?ingmachine and quick charger.However，this structure has the disadvantagesof complex control，large DC filter induc?tance，etc.In order to overcome these defects，a new topological structure of three-phase Buck rectifier is studied，and itsworking principle，controlmethod and controller design are analyzed in detail.Theoretical analysis shows that this structure is simple and easy to implement.At last，the simulation results demonstrate that this structure can restrain har?monic distortion，improve power factor，and enhance the powerdensity and fast response capability of converter.

low voltage and high current；three-phase rectifier；power density；fast response capability；harmonic dis?tortion

TM461

A

1003-8930（2017）03-0069-05

10.3969/j.issn.1003-8930.2017.03.011

陳超（1989—），男，碩士研究生，研究方向為電氣傳動及其控制。Email：dq_chenchao@126.com

2015-07-13；

2016-05-02

張代潤（1965—），男，博士，教授，研究方向為有源電力濾波技術、交流電機傳動。Email：zhgdr@126.com

程滿（1990—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子新技術。Email：931379624@qq.com