一種甚高光譜干涉儀數據采集系統設計

樊 奔，張玉貴，王建宇，周志娟

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一種甚高光譜干涉儀數據采集系統設計

樊 奔，張玉貴，王建宇，周志娟

（北京空間機電研究所，北京 100096）

針對大氣環境探測甚高光譜干涉儀輸出信號的特點，提出了一種基于雙ADC數據采集系統設計方案。采用數據合成的方式對兩個具有同輸入不同增益通道的數據進行拼接，使用相對較低分辨率ADC實現了高分辨率系統設計，并對數據合成過程中兩通道的不一致性進行了分析、測量和校正。最終給出了系統的電路設計方案和實驗結果。實驗表明：系統在保證采樣速率的情況下，能夠實現高分辨率采樣，并具有良好的信噪比。

甚高光譜干涉儀；雙ADC；數據合成；高分辨率；通道不一致性校正

0 引言

大氣環境監測是國內外近些年來備受關注的空間遙感技術。作為大氣環境監測衛星系統的重要載荷，基于邁克爾遜干涉儀原理的甚高光譜分辨率探測儀是大氣成分空間探測的主要設備[1]。甚高光譜分辨率探測儀輸出的干涉圖樣信號包含有效信息以及噪聲信號。要獲取有效的干涉信號信息，就要對探測儀的輸出進行放大、濾波以及模數轉換等處理，最終通過對干涉信號的頻譜分析獲得所需的數據。

針對探測儀輸出干涉信號的特點及有效信號獲取過程中傳統方案的一些問題，提出了一套基于雙ADC數據采集系統設計方案，對其中的關鍵電路設計進行了展開和分析，并給出了最終的實際電路測試結果。

1 干涉信號特征分析及傳統設計方案的問題

基于邁克爾遜干涉儀原理的甚高光譜分辨率探測儀輸出的干涉信號仿真波形如圖1[2]所示。圖1中所示的波形有一個顯著的特點，也即在零光程差（圖1中間波形位置）附近的信號幅值遠大于其它位置的幅值，按實際測試數據粗略估計最大值和最小值部分的比值可達100倍，實際系統要求對干涉信號整周期內的所有信號特征進行采樣。

對于圖1所示的探測器輸出的干涉信號，采用傳統方案的單通道ADC數據采集系統會遇到若干問題[2-3]：

首先，如果采用傳統的單ADC設計方案，要滿足整周期對干涉信號特別是其中小信號部分的有效測量，就要求采用高分辨率的ADC，而空間環境較地面環境惡劣而復雜，滿足相應環境要求的器件在選型會遇到很大困難。

圖1 干涉信號仿真波形

其次，即便能夠有滿足要求的ADC供選用，系統的噪聲要求也會變得很苛刻，否則小信號部分很容易湮沒在噪聲中，從而丟失有效的信息。

此外，高分辨率ADC通常所采用的結構很難實現較高的采樣速率。而為了滿足高信噪比要求，往往會在采樣后加入數字濾波算法，這樣系統的采樣率便需要以幾何級次的方式增加，這無疑又增加了設計的難度和風險。

針對上述問題，提出了一種甚高光譜探測儀數據采集系統設計方案。

2 基于雙ADC數據采集系統的結構

有別于傳統數據采集系統單通道采樣的設計方式，方案采用了雙ADC設計。數據采集系統將探測器前置放大器輸出的模擬信號分為了2個通道進行采集，分別為針對干涉信號小信號部分采樣的S通道和針對大信號部分采樣的L通道。這兩路輸入信號同源，但增益設置不同。S通道的輸入信號增益要大于L通道，因此S通道輸出的信號在零光程差附近會出現飽和現象，這樣做的目的是保證兩通道的有效信號動態范圍基本一致。

之后兩路ADC分別對具有小信號特征的S通道和具有大信號特征的L通道進行轉換，此時，輸入S通道的小信號在經過了若干倍放大之后，在信號動態范圍上已與L通道無異，因此小信號的特征在相同分辨率采樣的情況下就不會丟失。采樣后的L通道和S通道的數據會進一步由軟件進行處理，進而還原出一個完整的干涉信號。

還原真實干涉信號的過程也即所謂的數據合成過程。數據合成過程會通過拼接的方式將兩通道數據合并為一組數據，數據合成過程會對L通道的數據在軟件上進行數字放大，以保證最終的合成結果不會失真。當兩通道所采用的ADC分辨率一致時，合成后的數據分辨率會達到原有單通道ADC采樣過程的兩倍。簡而言之，數據合成會將L通道中間大信號部分同S通道兩翼的小信號部分進行數據拼接處理。

雙ADC采集和數據合成過程的示意圖如圖2所示。

圖2中D為兩個通道的相對相位延時，D為兩通道直流分量差值，在實際電路中可能為負值。S通道用于處理干涉信號兩翼的小信號部分，輸入信號增益為L通道信號的倍；L通道則用于處理中間位置零光程差附近的大信號。最終合成計算結果的表達式如下式：

式中：D、D以及三個參數僅與通道本身電路結構相關，可以通過實際電路的測試獲得。

3 關鍵電路設計與實現

基于雙ADC數據采集系統電路結構框圖如圖3所示，主要包括模擬濾波放大電路、ADC轉換電路、數字信號處理電路及電源濾波和穩壓電路幾個部分。

3.1 模擬濾波放大電路

數據采集系統要求有盡可能高的信噪比、良好的帶內平坦度以及合適的帶寬。對于常用的濾波器形式，如巴特沃茲濾波器和貝賽爾濾波器，考慮選用前者，因為雖然后者相對于前者能夠保證濾波器的群延時特性，但是卻不具備前者的通帶內良好的平坦度，而后期對數據的分析主要是關注在幅頻范圍內的各次諧波的幅度特性[4-5]。實際電路所采用的是如圖4所示的8階巴特沃茲濾波電路，4級運放電路依次為低通濾波和高通濾波形式。

3.2 ADC轉換電路

ADC轉換電路部分主要考慮采樣率和位數的選取。根據奈奎斯特采樣定律，為了避免信號頻譜混疊，采樣頻率需要大于2倍的信號頻譜。此外再考慮到可能需要采用數字濾波算法，采樣頻率還要乘以算法需要抽取的點數。

若干涉信號頻譜上限為104.17kHz，數字濾波算法抽取點數為128點，則采樣頻率至少要為26.66752MHz。此外干涉信號數據采集電路的信噪比要求一般均較高，這也限制了ADC的分辨率不能太低，否則動態范圍無法滿足采樣要求。

3.3 電源濾波電路

設計所用的電源濾波器采用共模加差模濾波的電路形式，分別針對外部電源的共模噪聲和差模噪聲進行抑制。一般的差模濾波部分的電路拓撲結構如圖5所示。

實際的電路中希望電源濾波器無諧振，但這點同負載的狀況息息相關。在無法估算負載的情況下，如果無法避免諧振，就希望諧振的頻率可以遠離工作頻率。隨著負載電容的增大，諧振點在幅頻特性曲線上會左移，因此設計電源濾波電路時，諧振點頻率應當小于系統工作頻率，也即小于前述的104.17kHz。

圖2 雙ADC數據采集過程

Fig.2 Double ADC data acquisition process

圖3 數據采集系統電路結構框圖

Fig.4 Analog filter amplifier schematic diagram

圖5 差模濾波電路拓撲結構

3.4 系統噪聲抑制措施

本文采取了以下幾項措施來抑制系統噪聲[6-7]：

1）將增益環節置于通道前端。

由于數據合成過程中，L通道的信號會在軟件上進行放大處理，這個過程在對有效信號進行放大的同時，也會將噪聲信號一并放大，因此對通道噪聲的抑制效果會直接影響到最終的信噪比結果。

將數據采集通道看成一個多級系統，按照噪聲系數的概念[4]：

＝(i/i)/(o/o) (2)

式中：i、o分別為有效輸入信號功率和輸出信號功率；i、o分別為有效輸入噪聲和輸出噪聲，包括經過放大或衰減的噪聲和環節本身的噪聲，令G＝o/i，則對于第級的輸出噪聲功率：

ol＝ol－1×G＋i(3)

多級放大的噪聲系數：

＝on/(G×i)＝(on－1×G＋N)/(G1×G2×…×G×i) (4)

所以，

＝1＋(2－1)/G1＋(3－1)/(G1×G2)＋…＋(F－1)/(G1×G2×…×G(－1)) (5)

可以看出，噪聲系數主要取決于第一級的1。因此降低第1級放大器的噪聲系數和提高功率增益可以使系統噪聲系數降低。

因此將增益環節盡可能的安排在數據采集通道的前端，會有利于整個通道信噪比的提高。

2）采用高階濾波電路，抑制通道的頻帶外噪聲。

系統所采用的8階巴特沃茲帶通濾波電路能夠提供－80dB/10倍頻程的過渡帶特性，對通帶頻率以外的噪聲信號能夠進行很好的抑制，同時還能保證較好的帶內平坦度。相比低階次的濾波器而言，高階濾波電路的過渡帶性能更好，對帶外噪聲的抑制也更加有效。

3）合理的PCB布局，減少噪聲對帶內信號的影響[8-9]。

濾波電路只能對帶外噪聲進行抑制，而對于帶內噪聲而言則起不到濾波的作用。為了有效抑制帶內噪聲，系統設計時對電路整體的結構進行了調配，進行模數分隔布局布線。同時，在濾波電路外采用差分傳輸的形式來提高信號的抗干擾性。

3.5 通道誤差校正

為了補償L和S通道之間的差異，需要對兩通道的誤差參數進行測量并校正。以正弦信號為輸入測試信號，可表示為：

()＝sin(2p＋) (6)

式中：為信號幅度；為信號頻率；為信號初相。則對于L和S兩通道在不同時刻采樣構成的數字序列分別為：

()＝Lsin[(2p(＋DL)＋]＋L()＝Ssin[(2p(＋DS)＋]＋S(7)

式中：L、S為各通道增益誤差；DL、DS為各通道時間延時誤差；L、S為各通道直流偏置誤差。當滿足下式：

可知直流偏置誤差為：

增益誤差為：

通道間延時可通過兩通道信號采樣序列相位關系讀取，其余誤差參數按照式(9)、(10)即可求得。

4 實驗結果及分析

4.1 通道噪聲測量

按照以上設計方案實現的某數據采集系統，零輸入情況下電路通道實際噪聲測試結果如圖6所示。圖6可知，兩通道的噪聲峰值為8個DN值左右。

圖6 L通道和S通道零輸入時輸出噪聲

4.2 通道信噪比測量

實際測試采用信號發生器產生標準正弦信號作為數據采集系統的輸入，并經由MATLAB對采樣獲取的數據進行處理，從而獲得通道信噪比的具體數值。信噪比的計算公式為[10-11]：

式中：Usignal為輸入信號；Unoise為五次諧波以外奈奎斯特頻率以內的其它噪聲信號。測試時設定輸出信號頻率為100kHz，圖7和圖8分別為L通道和S通道時域和頻域的測試結果。

圖8 L通道和S通道頻域分析結果

由頻域分析結果以及式(11)可以計算出系統的信噪比。對于L通道，系統信噪比為72.47dB，對于S通道，結果為72.46dB。

為了保證測試結果的可靠性，分別在系統帶寬范圍內選取10、20、50、100、150、200、300、400、600kHz幾組正弦信號作為輸入進行測試，信號幅值為ADC滿量程輸入的80%左右。最終的信噪比測試結果如表1所示。

表1所示的L通道和S通道在輸入帶寬范圍內不同信號頻率下信噪比均穩定維持在72dB左右，接近所選ADC器件75dB的理論信噪比值。

表1 數據采集系統信噪比測試結果

4.3 數據合成結果分析

為了便于對實際系統數據合成結果的性能進行分析，這里先以信號發生器同源不同幅值（幅值一大一小，分別模擬L和S通道的輸入信號）正弦信號輸入情況下模擬干涉數據合成過程。數據合成后的采樣波形和頻域分析結果如圖9所示。對合成后的信號進行數字濾波處理輸出波形及頻域分析結果如圖10所示。

由圖9和圖10可知，輸入信號波形在數據合成和數字濾波之后拼接位置良好，幅值相近，且其信號由頻域分析可知帶外噪聲得到了良好抑制。

實際甚高光譜探測儀數據采集系統干涉信號輸入采樣波形如圖11所示，可見L和S兩通道分別對小信號部分和大信號部分的放大效果。最終用上述兩通道的采樣結果進行數據合成并數字濾波后的干涉信號波形如圖12所示，圖12中干涉信號波形平滑完整，看不到明顯的拼接痕跡，信號整體特征明顯，滿足數據采集系統的設計要求。

5 結論

由于采用了雙ADC方案，數據采集系統在ADC器件選型上較傳統的單通道設計更加靈活，可以在保證采樣精度的同時選擇高采樣率的器件來實現器件選型上較傳統的單通道設計更加靈活，可以在保數字濾波算法，從而優化系統性能。最終的實驗結果表明，采用基于雙ADC數據采集系統設計方案能夠實現對干涉信號的高分辨率采集，性能良好，結構新穎，且系統具有較高的信噪比，滿足甚高光譜探測儀數據采集系統最初的設計要求，對于同類型電路的設計有一定的參考和借鑒意義。

圖9 正弦信號數據合成結果

圖10 數字濾波后正弦信號數據合成結果

圖11 干涉信號S通道和L通道采樣結果

圖12 數字濾波后干涉信號數據合成結果

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Design of Hyper Spectral Interferometer Data Acquisition System

FAN Ben，ZHANG Yugui，WANG Jianyu，ZHOU Zhijuan

(,100096,)

Aiming at the characteristic of output signal of the atmosphere environment hyper spectral interferometer, a new data acquisition system based on double ADC is proposed. By using the method of data combination to combine two channels that have the same input and different gains, the high resolution system is composed with relatively low resolution ADC, and it is made thatanalysis, measurement and correction for the channel non-uniformity during the combination. The result of the experiment indicates that system can achieve high resolution samples and has good SNR performance on certain sample rate.

hyper spectral interferometer，double ADC，data combination，high resolution，channel uncertainty correction

V443

A

1001-8891(2017)03-0259-07

2016-04-01；

2016-05-14.

樊奔（1985-），男，山西人，碩士，工程師，研究方向為焦平面電路設計。E-mail：kgbchina828@163.com。