一種低剖面寬帶二維寬角掃描圓極化陣列天線

任杰 張麗娜 梁仙靈 耿軍平 朱衛仁 金榮洪

(1. 上海交通大學電子工程系,上海 200240;2. 上海航天電子通訊設備研究所,上海 201109)

引 言

相控陣因可實現波束指向的靈活性、快速捷變性,在通信、軍事等領域得到了廣泛的應用. 其中圓極化相控陣更是具有線極化相控陣所不具有的特點,如更大的天線放置取向自由度,可減小電磁波傳播過程中多徑效應及電磁波穿過電離層時法拉第旋轉效應帶來的損耗等,這些優勢使得對圓極化相控陣的需求變得更為迫切. 此外,為了獲得更大的空間掃描范圍,如何擴展陣列天線的掃描角受到了越來越多的關注. 然而,由于陣列波束在大角度掃描時,陣元之間互耦及傳統的平面陣列幾何結構的限制給展寬陣列天線掃描角帶來了很大的挑戰. 一種常用的擴展陣列波束掃描角的方法是利用寬波束天線單元技術:通過向天線單元加載高阻抗表面[1-2]、像素塊狀寄生層[3]及利用單元之間的強耦合[4]來展寬陣列單元波束寬度;使用新型磁電偶極子[5]及利用磁流源帶來的寬波束特性[6-7]也可獲得寬波束單元;文獻[8]則利用人工磁導體結合鏡像理論展寬陣元波束寬度. 以上這些實現方式均基于寬波束陣列單元及較窄的單元間距來達到陣列寬掃描角的目的. 但是,由于單元所占面積及陣元間距的限制,采用該方式的陣列均適合在一維方向上實現較大的掃描角且多為線極化. 而且陣元之間過小的間距及天線單元的寬波束特性會使得陣元之間的互耦增強,從而使得陣列的端口阻抗匹配變得困難. 解決這一問題的方法是利用去耦網絡[9-10],但是這種去耦網絡設計和調試復雜,對于大型陣列增加了設計周期和制造成本.

另一種實現方式是共形天線,共形陣列天線[11-12]可實現很寬范圍的波束覆蓋及更平坦的增益滾降. 文獻[11]利用由7個六邊形子陣結合各自的波束成形網絡組成的截頂角錐形陣列天線,實現了波束覆蓋96%的半球空間,且增益大于11.5 dBi. 文獻[12]在保持主波束增益起伏小于3 dB的前提下,利用一種三面的共形陣列天線,實現了一維方向上圓極化波束覆蓋±69°. 傳統的寬角掃描共形陣列天線往往由于體積過大,剖面過高限制了其應用場合. 針對上述問題,本文設計了一種寬帶圓極化低剖面陣列天線,該天線具有二維寬角掃描的能力.

1 圓極化陣列單元設計

二維寬帶寬角掃描圓極化陣列的一個關鍵部分是其單元圓極化的寬波束、恒波束性能,即要求天線單元在工作頻率范圍內波束寬度盡可能寬且方向圖和軸比性能受頻率變化影響小,以使得陣列天線在頻帶范圍內具有穩定的寬角掃描能力.現有一般的圓極化單元,如微帶天線、正交帶線偶極子天線[13]等,由于兩個主面波束寬度的不同,導致單元圓極化波束寬度受限且在兩個維度方向的不均勻. 基于以上考慮,本文首先設計了一種低剖面圓極化陣列單元,其具有近似恒定波束寬度及旋轉對稱波束.

圓極化單元結構如圖1所示. 該單元輻射部分采用四個呈連續旋轉的C型振子組成,并兩兩一組與一對長度約λ0/4(λ0為中心頻率所對應的自由空間波長)的環形帶線相連接,分布在介質板的上下表面. 介質板厚度為hs=0.508 mm,相對介電常數為4.5. 該單元采用同軸線進行激勵,其中同軸線的外導體連接介質板下表面的環形帶線,而同軸線的內導體連接介質板上表面的環形帶線. 由于同軸線的內外導體電流具有180°的相位差,再各自經過兩條長度約λ0/4的環狀帶線,使得四個C型振子獲得0°,-90°,-180°,-270°的連續旋轉相位差,產生了右旋圓極化特性. 為減少背向輻射,提高天線增益,將輻射單元置于一個深度h=9 mm,厚度t=2 mm的金屬腔上. 此外,利用C型振子可以使每個振子獲得近似旋轉對稱的E面和H面方向圖,從而使由其組成的正交偶極子單元方向圖對稱. 通過仿真優化設計得到單元的關鍵參數為:W=23 mm,W1=0.2 mm,W2=0.2 mm,L1=1.62 mm,L2=0.9 mm,d=1.35 mm,R=1.4 mm,Wr=0.2 mm.

(a) 正視圖

(b) 側面剖視圖圖1 陣元結構示意圖

圖2給出了陣列單元的端口駐波比.該單元在8 ～ 9 GHz(相對工作帶寬為11.7%)內的端口仿真駐波比小于1.35. 良好的端口阻抗匹配將有助于提高陣列的饋電效率. 圖3和圖4給出了該單元在8、8.5、9 GHz三個主要頻點的主平面(xoz/yoz平面)輻射方向圖和軸比曲線(xoz平面即為φ=0°平面). 可以看出,在工作頻帶內,天線單元波束寬度變化很小,約75°. 表明該天線單元在工作頻帶內具有恒定寬波束性能. 這一穩定方向圖的輻射特性有助于改善陣列天線寬角掃描時波束的穩定性. 圖5給出了該單元的軸比隨頻率變化曲線. 在工作頻帶內,圓極化軸比小于2.5 dB.

圖2 陣列單元端口駐波比

圖3 天線單元不同頻點方向圖比較

圖4 天線單元不同頻點軸比曲線

圖5 天線單元軸比隨頻率變化曲線

2 圓極化陣列天線設計

傳統的寬角掃描陣列天線通過在掃描不同的區域時將陣列工作扇區切換到對應于該方向的子扇區而獲得很寬的波束覆蓋范圍.其中每一個子扇區只需要掃描一個較小的范圍,這使得對于每一個子陣的波束覆蓋性能要求降低,但這也帶來了傳統寬角掃描天線陣(如半球陣,圓錐陣及圓柱形陣列)體積過大的問題.為了實現陣列天線在二維空間內寬角掃描并且具有低剖面的特性,本文設計了一種采用新型單元布局的“漣漪”狀陣列天線.

2.1 陣列布局與結構

該陣列天線的布局如圖6所示. 陣列由三個圓環子陣構成,每個圓環子陣由若干個陣列單元組成,第一環10個、第二環22個、第三環32個;每個圓環上的單元法向均偏離陣列法向(z軸方向)一個固定角度,并等間距排布在與之相對應的“漣漪”狀金屬架上. 圖6(a)給出了陣列的單元排布示意圖,其中第一圓環和第二圓環陣列中的單元設有相同的傾角θ2,第三圓環(最外環)的單元傾角為θ4. 與第一圓環相對應的“漣漪”部分的傾角為θ1,而與第二圓環、第三圓環相對應的“漣漪”部分的傾角為θ3.S1、S2、S3為各環單元與頂部、底部的間距. 圖6(b)給出了陣列單元位置排布及編號規則:由內而外,每一圓環子陣的單元編號逆時針依次增大;每一圓環子陣中編號最小的單元位于相鄰、靠內側的圓環子陣前兩個單元的角平分線上.R1、R2、R3對應各圓環子陣的半徑.

(a) 陣元位置關系示意圖

(b) 陣元編號圖6 陣列天線排布方式示意圖

該陣列天線的獨特之處在于通過陣因子方向圖與單元因子方向圖互補實現寬角平坦增益掃描性能. 如圖7所示,三個等幅激勵的單元排布在一條直線上. 其中,d1、d2代表單元間距,θ代表掃描角. 則線陣方向圖函數表達式為

f(θ) =(1+e-jkd1sin θ+φ1+e-jkd2sin θ+φ2)·fe(θ2)

=fa(θ,φ1,φ2)·fe(θ).

(1)

式中:φ1、φ2代表從左到右第二、三個單元的激勵相位;θ2對應圖6中單元傾角;fa(θ,φ1,φ2)和fe(θ)分別代表陣因子及單元方向圖函數. |fa(θ,φ1,φ2)|的最大值出現在線陣法向(z軸方向),且隨著掃描角θ的增大而逐漸減小,而|fe(θ)|最大值方向出現在單元法向,所以通過陣因子fa(θ,φ1,φ2)與單元因子fe(θ)的方向圖互補,可以實現陣列波束寬角度掃描,并保持較小的增益起伏.

圖7 三單元線陣示例

在陣列設計中,各個參數的優化主要基于如下準則:1)各環單元的傾角(θ2、θ4)主要以陣列寬角掃描增益的平坦度為優化目標;2)θ1、θ3,以及S1、S2、S3是以陣中單元波束方向圖的穩定性為優化目標;3)各環單元分配數目、單元間距,以及環距是以陣列的柵瓣抑制為優化目標. 在該陣列設計中,由于最外側圓環子陣單元數目占了全陣單元數目的一半,所以在陣列設計中需要重點考慮該環單元的傾角(θ4)來獲得更平坦的增益起伏. 通過仿真優化設計,各項優化參數如下:θ1=33°,θ2=40°,θ3=30°,θ4=55°,S1=5 mm,S2=6 mm,S3=5 mm,R1=55 mm,R2=121 mm,R3=185 mm.

2.2 陣元激勵與選擇

陣元激勵主要基于陣列的掃描增益和副瓣、柵瓣進行考慮. 為簡單起見,本陣列中主要采用兩種激勵模式,如圖8所示. 由于陣列天線結構的旋轉對稱性,該陣列在各方位面具有相似的波束掃描性能. 當陣列主波束錐形掃描角在0°～θs時(θs代表區分兩種激勵模式的臨界掃描角),全部陣列單元激勵,如圖8(a)所示. 當陣列主波束錐形掃描角超過θs時,對應波束指向的一半扇區單元被激勵,如圖8(b)所示.θs的選擇標準以天線的平坦增益為目標,通過仿真得到:當θs=±10°時,所有單元被等幅激勵與對應的一半扇區單元被等幅激勵,兩者具有相近的輻射增益,表明此時另外一半激勵的單元更多貢獻于柵瓣和旁瓣輻射.

(a) 掃描角為0°～±10° (b) 掃描角大于±10°圖8 兩種陣元激勵模式

2.3 陣元性能與分析

通過HFSS仿真軟件設計并分析了64單元陣列,仿真模型如圖9所示. 本文所設計的陣元具有良好的阻抗匹配,由于該陣列獨特的結構,陣元之間的間距無需像傳統寬角掃描陣列那樣緊密,從而使得陣元之間的耦合較小,這從一定程度上增加了陣列排布的自由度. 圖10給出了幾個代表性單元之間的耦合情況,可見單元之間的耦合小于-32 dB. 因為陣列天線每一圓環子陣具有對稱性且子陣間距較大,每一子陣單元的有源駐波具有很好的一致性. 為簡潔起見,選取每一圓環子陣的前兩個單元給出相應的仿真有源駐波比. 圖11給出了陣列天線有源駐波比隨波束掃描角的變化曲線. 可見,隨著陣列天線波束掃描角的改變,陣列的有源駐波比均小于1.7.

(a) 俯視圖

(b) 3D視圖

(c) 側視圖圖9 陣列天線仿真模型

圖10 陣列單元互耦仿真結果

圖11 陣列天線有源駐波比隨波束掃描變化情況

由于陣列天線結構的旋轉對稱性,因此在二維空間任一截面具有相近的掃描性能. 圖12給出了陣列天線在三個重要頻率點(8 GHz、8.5 GHz、9 GHz)的波束掃描方向圖(xoz平面),以及對應主波束內的圓極化軸比曲線. 可以看到,在工作頻帶內,主波束掃描至0°～±62°時增益變化18～21.2 dBic,最大起伏約3.2 dB,圓極化軸比均小于3 dB. 值得注意的是陣列在波束掃描20°時軸比相對較差,這是因為陣列在圓周方向采用了圓極化相位補償,當掃描波束偏離陣列法向時陣列只有一半的單元在工作,這使得圓極化補償的效果減弱;另一方面是波束掃描至10°～30°時,最外側的圓環子陣單元在該方向上的軸比本身較差. 可見,通過陣因子方向圖與單元因子方向圖互補實現了寬角度掃描能力. 同時可以看到,在頻帶范圍內最大副瓣電平發生在波束掃描到最大角度時,此副瓣相比主瓣幅度低約10 dB. 該副瓣的抑制可從三個方面考慮,一是多環形不等間距陣列為非周期性結構,所以環數越多,對柵瓣抑制越有效;二是通過更合理地選擇激勵單元可以有效地降低陣列天線的副瓣電平;三是若對陣列單元激勵幅值進行加權優化,陣列天線的副瓣電平可以進一步降低.

(a) 8 GHz

(b) 8.5 GHz

(c) 9 GHz圖12 陣列天線波束掃描方向圖及軸比

為驗證該設計,對上述陣列進行了加工及測試,圖13、圖14給出了陣列在中心頻點(8.5 GHz)對應不同波束掃描角的方向圖、軸比的仿真及實測結果. 實測結果顯示:該陣列天線可以實現波束覆蓋0°～± 62°且保持波束增益起伏小于1.71 dB,主波束范圍內軸比小于2 dB.

圖13 陣列天線波束掃描仿真及實測方向圖

圖14 陣列天線波束掃描仿真及實測軸比

圖15給出了陣列天線實測的單元有源駐波比.可以看到:在8～ 9 GHz工作帶寬內,該陣列天線隨著波束掃描角的改變,單元有源駐波比基本保持在2.1以下.

圖15 陣列天線對應不同掃描角的實測有源駐波比

表1將該陣列與傳統的共形天線陣做了對比(文獻[11]、[12]均為仿真結果,其中λ為對應工作頻率自由空間波長).由表1可知,本文提出的陣列相比傳統的陣列天線具有較低的剖面,且可以保持寬角度掃描時較高的增益.

表1 共形天線陣掃描性能對比

3 結 論

本文提出了一種新型的“漣漪”狀陣列天線,該陣列天線具有寬頻帶、寬角度掃描、低剖面的特點. 不同于傳統陣列天線單純依賴寬波束天線單元或者單純依靠改變陣面形態來實現寬角波束掃描,本文所提出的“漣漪”狀陣列天線采用了陣因子方向圖及單元因子方向圖互補的方法來展寬波束掃描角. 實測的64元陣列天線結果表明,該陣列在8～9 GHz,二維空間區域波束掃描角達到±62°,均保持有源駐波比小于2.1. 中心頻點波束增益起伏小于1.71 dB,軸比小于2 dB. 本文中采用的“漣漪”狀組陣形式使得陣列天線可以在展寬波束掃描角的同時利用單元方向圖來達到抑制副瓣電平的效果. 此外,該陣列天線獨特的“漣漪”狀組陣形式使得其相比于傳統的共形陣列天線具有很大的低剖面優勢且只需要通過簡單地調整便可擴展其陣列規模.

[1] LI M, XIAO S Q, WANG B Z. Investigation of using high impedance surfaces for wide-angle scanning arrays[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2015, 63(7): 2895-2901.

[2] YANG G W, LI J Y, XU R, et al. Improving the performance of wide-angle scanning array antenna with a high-impedance periodic structure[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2016, 15: 1819-1822.

[3] CHENG Y F, DING X, SHAO W, et al. 2-D planar wide-angle scanning-phased array based on wide-beam elements[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2017, 16:876-879.

[4] WEN Y Q, WANG Z B, DING X. A wide-angle scanning and low sidelobe level microstrip phased array based on genetic algorithm optimization[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2016, 64(2): 805-810.

[5] WEN Y Q, WANG Z B, DING X. Wide-beam circularly polarized microstrip magnetic-electric dipole antenna for wide-angle scanning phased array[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2017, 16: 428-431.

[6] WEN Y Q, WANG Z B, DING X. Wide-beam SIW-slot antenna for wide-angle scanning phased array[J]. IEEE antennas and wireless propagation letters, 2016, 15:1638-1641.

[7] WANG R, WANG Z B, DING X, et al. Planar phased array with wide-angle scanning performance based on image theory[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2015, 63(9): 3908-3917.

[8] LIU C M, XIAO S Q, TU H L, et al. Wide-angle scanning low profile phased array antenna based on a novel magnetic dipole[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2017, 65(3): 1151-1162.

[9] XIA R L, QU S W, LI P F, et al. Wide-angle scanning phased array using an efficient decoupling network[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2015, 63(11): 5161-5165.

[10] ARAND B A, BAZRKAR A, ZAHEDI A. Design of a phased array in triangular grid with an efficient matching network and reduced mutual coupling for wide-angle scanning[J]. IEEE transactions on antennas propagation, 2017, 65(6): 2983-2991.

[11] WANG W Z, YE S, LIANG X L, et al. Design of a passive multifaceted phased array for hemisphere coverage[C]//IEEE international Symposium on Antennas and Propagation. Chicago, July 8-14, 2012.

[12] NOORDIN N H, ARSLAN T, FLYNN B, et al. Low-cost antenna array with wide scan angle property[J]. IET microwaves, antennas & propagation, 2012, 6(15): 1717-1727.

[13] BAIK J W, LEE K J, YOON W S, et al. Circularly polarized printed crossed dipole antennas with broadband axial ratio[J]. Electronics letters, 2008, 44(13): 785-786.