主動自加噪與高效糾錯編碼結合的物理層安全傳輸

石 榮，胡 蘇，李 瀟

（1.電子信息控制重點實驗室，四川 成都 610036；2.電子科技大學通信抗干擾國家重點實驗室，四川 成都 611731）

主動自加噪與高效糾錯編碼結合的物理層安全傳輸

石 榮1，胡 蘇2，李 瀟1

（1.電子信息控制重點實驗室，四川 成都 610036；2.電子科技大學通信抗干擾國家重點實驗室，四川 成都 611731）

針對物理層數據的安全傳輸問題，提出了一種通信發送方主動自加噪與高效信道糾錯編碼相結合的安全傳輸方法。該方法在發射過程中主動在信號中添加噪聲，以實現對任何接收端的比特信噪比上限的精確控制，在此基礎上利用通信偵聽方在高誤碼率條件下無法準確推斷信道編碼類型與編碼參數的缺陷，有效阻止非合作通信偵聽方對物理層準確碼流的獲取，而合作通信接收端則可以通過高效的信道糾錯譯碼來消除被發送端添加到信號中的噪聲所帶來的影響。相關的理論分析與仿真示例顯示，本方法具有有效性，為通信系統物理層數據安全傳輸新方法研究提供了重要參考。

主動自加噪；信道糾錯編碼；發射信噪比；接收信噪比；編碼識別；安全傳輸

0 引 言

近年來，人們對信息安全高度重視，各種新的信息安全技術不斷涌現。常見的典型確保信息安全的技術手段是采用加密措施對通信傳輸的各層碼流實施密碼保護[1-2]。除此之外，通過在文本、圖像、音視頻等多媒體碼流中實施信息隱藏與隱寫嵌入，也是近十余年來的一個研究熱點[3]。上述信息安全措施大都集中在通信傳輸的鏈路層、網絡層、傳輸層和應用層，而針對通信系統的物理層安全問題，雖然也有相應的技術手段，如隨機天線陣列傳輸[4]、物理層加密[5]、接收端噪聲發射[6]等方式，但是上述物理層安全措施需要對現有的通信傳輸的底層硬件結構進行較大改動，才能實現相關物理層數據的安全傳輸。

針對上述情況，本文在發射端主動自加噪技術[7]的基礎上，根據目前通信偵察技術能力的限制條件，利用信道編碼在噪聲信道中具有的糾錯特性，實現物理層碼流的安全傳輸。將通信發送端的主動自加噪技術與高效糾錯編碼技術結合，使得通信發送端可以有效控制任何通信接收端（包括合作通信的接收方以及非合作通信的偵聽方）的關鍵參數——接收信噪比上限。于是，通信發送端可以將接收端的接收信噪比設置得盡可能低。由于合作通信雙方有信道編碼類型與參數的事先約定信息，所以合作通信的接收端可利用信道糾錯編碼來消除發送端所添加的噪聲影響，從而有效恢復物理層比特流。而非合作的通信偵聽方，受限于低信噪比接收條件，無法識別和推斷通信雙方所采用的信道編碼方式與編碼參數[8]，即喪失了利用信道糾錯譯碼來恢復無錯碼流的條件，只能在低信噪比條件下對截獲信號實施純粹的硬解調，從而導致極高的誤比特率而使得解調后的碼流無法使用，從而達到有效阻止第三方實施通信偵聽的目的。該方法的原理與步驟詳細闡述如下。

1 通信接收端的性能影響因素

一般，數字通信系統的有效性通常用傳輸速率來評價，而可靠性通常用接收端的誤比特率來衡量。在傳輸速率保持一定的條件下，接收端的誤比特率越低，則整個數字通信傳輸的性能越好。通信接收端的誤比特率主要受如下三個因素的影響。

（1）比特信噪比Eb/n0。其中，Eb表示接收端接收到的每一比特的平均能量，n0表示接收信號時單位帶寬內的噪聲功率。

（2）調制樣式。當比特信噪比相同時，高階調制信號的誤比特率通常大于低階調制信號的誤比特率，但高階調制的頻譜效率要優于低階調制。

（3）信道編碼方式。當比特信噪比與調制樣式相同時，采用信道編碼的信號，其誤比特率通常低于非編碼的信號；且不同的信道編碼方式，其誤碼性能也存在較大差異。

一般情況下，在給定數字通信信號的調制樣式和信道編碼方式的條件下，接收端的性能通常采用如圖1所示的誤比特率曲線來描述。

圖1 數字通信系統中接收誤比特率曲線

將誤比特率曲線函數記為E(γ)，其中自變量γ表示比特信噪比。一般情況下，E(γ)需通過系統實測或數字仿真得到，沒有顯式的數學表達式。通常，隨著比特信噪比的增大，誤比特率逐漸減小。

2 通過主動自加噪控制信噪比上限

在傳統的無線通信中，發送方M1向接收方M2傳輸信息，M2所接收到信號的載噪比[C/n0]（定義為信號載波功率C與單位帶寬內的噪聲功率n0之比）通常由式（1）決定：

式中，Wt為M1的發射機輸出的信號功率，Gt和Gr分別表示發射天線和接收天線的增益，Ld表示空間傳輸等因素導致的衰減，Tr表示M2接收系統總的等效噪聲溫度，k=1.380 54×10-23（Joules/K）表示玻耳茲曼常數。由式（1）可見，接收端的載噪比由發射端的等效輻射功率WtGt、傳輸衰減Ld和接收端的性能因素Gr/Tr共同決定。

假設發送端在發射正常信號的同時，采用主動自加噪傳輸方法，即用同一發射天線向接收端發射附加的合路射頻噪聲信號，如圖2所示。

圖2 發送端主動自加噪傳輸

在此條件下，記該主動添加的噪聲功率為Wn1，對應的帶寬為Bn1，該帶寬需要與信號帶寬保持一致[7]。于是，接收端的載噪比[C/n0]a為：

對比式（2）與式（1）可知，在通信發送端主動添加噪聲實施信息傳輸的條件下，接收端的噪聲由兩部分組成：一部分是接收端在接收過程中自己所產生的噪聲，由kTr來度量；另一部分是發射端主動添加的噪聲經過空間傳輸后到達接收端所形成的噪聲，由Wn1GtGr/(LdBn1)來度量。由于兩部分噪聲不具有相關性，所以接收端的總的噪聲為兩部分的疊加。在式（2）的基礎上，可推導出：

式（3）表明：在采用主動自加噪傳輸方式下，接收端的載噪比上限為而Wt、Wn1、Bn1三個參數完全由發射端控制，與接收端無關。如果此時有通信偵察方Z對上述無線通信信號實施偵聽，如圖2所示。實際上，式（3）對于處于非合作接收狀態的通信偵察方Z也同樣成立。所以，在圖2所示的通信系統中，無論是處于合作狀態的通信接收端M2，還是處于非合作狀態的通信偵察方Z，發射端通過主動自加噪方式都能完全控制任何接收端的載噪比上限。

如前節所述，接收端的性能由比特信噪比為自變量的誤碼率曲線來描述，所以需要將載噪比轉化為比特信噪比。設在圖2所示的通信系統中信息傳輸速率為Ra，單位b/s，則接收端的比特信噪比[Eb/n0]a為：

將式（4）代入式（3），可得：

由式（5）可見，通信發射端通過Wt、Wn1、Bn1、Ra四個參數的調節，精確控制任何接收端的比特信噪比的上限值。

3 通過糾錯編碼實現差異化接收

如前所述，接收端的誤比特率由比特信噪比、調制樣式和信道編碼方式3個因素共同決定。在圖2中，正常的通信接收端M2與通信偵察方Z的接收比特信噪比的上限相同。而目前針對通信信號的調制方式進行識別是一項比較成熟的技術，在各類公開文獻中都有報道，所以處于非合作接收狀態的通信偵察方能夠容易地獲知通信雙方所采用的調制方式。在此情況下，通信雙方只能采用信道編碼來實現合作接收與非合作接收的差異性。

雖然通信偵察方也可以通過對截獲信號實施非合作解調后對信道編碼方式進行識別，但是截止到目前為止，非合作的信道編碼識別技術成熟度較低，需要較多的先驗信息條件[8]。在接收誤比特率達到10-2至10-1量級時，特別是對于Turbo、LDPC等帶有深度交織和超長序列的信道編碼，還不能進行有效信道編碼參數提取與編碼類型識別。

基于上述實際情況，通信雙方有事先協商好的信道編碼類型和編碼參數集合。于是，通信發送端可以通過前一節所提出的主動自加噪技術控制接收端的比特信噪比上限γup，使處于非合作接收的通信偵察方Z即使在比特信噪比接近γup的接收條件下，其誤比特率Ez(γup)仍高于預設數值，即：

式（6）中，Eth,z表示針對偵察方預設的誤比特率門限，一般可取Eth,z=3×10-2。在此條件下，由于通信偵察方無法識別出通信雙方的信道編碼類型和參數，所以無法利用信道譯碼來消除誤碼。在無法完成信道譯碼的條件下，通信偵察方也無法進行進一步的糾錯分析。但對于處于合作通信狀態的通信接收端M2來講，由于有信道糾錯譯碼措施，即使在比特信噪比接近γup的接收條件下，也需使其糾錯譯碼之后的誤比特率EM2(γup)低于預設數值，即：

式（7）中，Eth,M2表示針對正常接收方的預設誤比特率門限，一般可取Eth,M2=10-5。于是，上述合作與非合作接收的誤比特率曲線間的差異如圖3所示。

圖3 合作與非合作接收誤比特率曲線差異示意

圖3中，無信道譯碼的曲線對應通信偵察方非合作接收條件下的接收誤比特函數Ez(γ)，有信道譯碼的曲線對應通信接收端合作接收條件下的接收誤比特函數EM2(γ)。為了有效阻止通信偵察方對無線傳輸信息的偵聽，滿足式（6）和（7）的要求，通信傳輸方在信道編碼方式的選擇上需要使Ez(γ)盡可能在圖3中向上方移動，而使EM2(γ)盡可能在圖3中向下方移動。如此，滿足式（6）和（7）的γup取值范圍才能盡可能大，表現為圖3中陰影部分的寬度，記為[γ1,γ2]。實際上要達到上述目的，一條有效的技術途徑是采用高階數字調制，這樣兩條誤碼率曲線之間的位置差異就可以較明顯地體現出來。

在整個取值范圍內，γ最佳的取值γop可由式（8）計算得到：

式（8）的物理意義在于：在滿足式（6）和式（7）的條件下，使得合作接收與非合作接收之間的誤比特率差異實現最大化，從而更有利于在通信發送端主動自加噪傳輸方式下，通過高效的信道糾錯編碼，更加有效地阻止非合作通信偵察方的偵聽。

4 仿真示例與討論

以典型的MQAM數字調制信號為例進行說明，如果對該信號進行純粹解調，其誤比特率Es(γ)由下式確定[9]：

式（9）中，Q(·)為標準Q函數，且4QAM、16QAM、64QAM三類信號的誤比特率曲線如圖4所示。

圖4 4/16/64QAM信號的誤比特率曲線

圖4中的一條橫線表示誤比特率為3%的參考線，4QAM、16QAM、64QAM在誤比特率達到3%時，其所對應的比特信噪比分別為0.8 dB、3.8 dB、7.2 dB。由此可見，在相同誤比特率條件下，高階調制所要求的比特信噪比更高。按照前文的分析，該數值直接對應通信發送方對傳輸比特信噪比控制區間上限γ2的選擇，而γ2越大越好。所以，采用高階調制，將更有利于通信雙方實施安全傳輸。

如果此時通信發送方采用LDPC編碼和16QAM調制來實施傳輸。根據文獻[10]給出的參照DVB-S2標準的編碼參數，取碼長為16 200，碼率為1/2，采用和積譯碼方法，最大迭代次數為50次，所得到的譯碼后的誤比特率與標準的不利用信道譯碼而純粹解調條件下的誤比特率曲線，如圖5所示。

圖5 16QAM信號LDPC解調譯碼的誤比特率曲線

由圖5可知，在發送端采用LDPC編碼、接收端譯碼糾錯后的誤比特率曲線在比特信噪比為3 dB時，誤碼率就達到了10-5。圖5中陰影部分表示比特信噪比為[3，3.8] dB的區間，通信發送端只要按照式（5），將接收端的接收信號的比特信噪比上限控制在此區間范圍內，那么就可以使非合作的通信偵聽方的接收誤比特率至少限制在3%以上。而作為合作接收方的通信接收端利用LDPC解調譯碼，則可以使接收比特誤碼率低于10-5。根據圖5的曲線與前文所述的式（8），在[3，3.8] dB的區間內，顯然最佳的比特信噪比γop=3 dB。在此條件下，合作方與非合作方之間的誤比特率相差最大。

對于64QAM的通信信號，按照文獻[11]中給出的數據，有：64QAM調制下采用多元LDPC編碼，1/3的碼率，接收端解調譯碼后在比特信噪比為5.6 dB時，誤比特率為10-5；在圖4中64QAM信號純粹解調時，在比特信噪比為7.2 dB時，誤比特率為3%。于是，在[5.6，7.2] dB的區間內，通信發送端都可以實施有效控制來實現安全傳輸。

由上述示例可見，所采用的信道編碼方式的糾錯性能越高，圖5中編碼后的信號的解調譯碼性能曲線越會向左下方移動，那么合作通信方與非合作偵聽方之間的誤碼差異將會越大。所以，在采用高階調制的基礎上，使用具有更強糾錯性能的信道編碼和更優的譯碼方法，將更有利于提高物理層傳輸的安全性。

5 結 語

針對合作通信雙方與非合作通信偵聽方之間在信道編譯碼環節上的差異，以及當前通信偵察技術在信道編碼識別方面的能力缺陷，在通信傳輸過程中，通信發送端主動添加隨機噪聲，有效控制任何通信接收端在接收過程中比特信噪比的上限值，形成一種低信噪比接收條件；合作通信的接收端利用高效信道糾錯譯碼來獲得有效的正確接收，而處于非合作狀態的通信偵聽方由于無法實施糾錯譯碼而形成極高的解調誤比特率，造成通信偵聽的失效，從而有效確保通信系統中物理層數據的安全傳輸。仿真示例顯示了該方法的有效性，同時也表明，在采用具有更強糾錯能力的信道編碼和信號高階調制的條件下，該方法的有效性會更好。另一方面，為了避免通信偵察方實施長期的統計分析，還可以對重要的信道編碼參數進行快速更替，如改變交織矩陣、更換擾碼序列等，從而進一步增強物理層傳輸的安全性。

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石 榮（1974—），男，博士，研究員，主要研究方向為電子對抗、通信與雷達系統；

胡 蘇（1983—），男，博士，副教授，主要研究方向為通信抗干擾技術；

李 瀟（1993—），女，碩士研究生，主要研究方向為電子對抗。

Physical-Layer Safe Transmission based on Integrated Active Self-added Noise and Efficient Error-correct Encode

SHI Rong1, HU Su2, LI Xiao1
(1.Science and Technology on Electronic Information Control Laboratory, Chengdu Sichuan 610036, China; 2.State Key Lab of Communication, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu Sichuan 611731, China)

Aiming at the problem of physical-layer safe transmission, a new safe transmission method in combination of active self-added noise and efficient error-correct encode is proposed. This method, via actively adding noise to the signal during the transmitting process, implements exact control of the upper limit of bit SNR for any receivers. In light of that the interceptor cannot get the type and parameters of channel code in the high bit-error-rate, the communication reconnaissance is prevented from getting the accurate bit stream of the physical layer. For the normal receiver, the noise added in the signals could be eliminated and the bit streams are recovered correctly via the channel decoding process. The theoretic analysis and simulation examples indicate the validity of this method, thus providing a significant reference for the research of physical-layer safe transmission application.

active self-added noise; channel error-correct code; SNR of transmission; SNR of receiving; channel code recognition; safe transmission

TN911；TN973

A

1002-0802(2016)-12-1593-05

10.3969/j.issn.1002-0802.2016.12.004

2016-08-12

2016-11-25 Received date:2016-08-12;Revised date:2016-11-25

重點實驗室基金（No.6142105040116210XXXX）

Foundation Item:Key Laboratory Foundation (No.6142105040116210XXXX)