基于電流平衡單元的輸入并聯輸出并聯型LLC諧振變換器模塊

劉 闖 徐鑫哲 劉海洋 齊瑞鵬 蔡國偉

(1.東北電力大學電氣工程學院 吉林 132012 2.國網北京電力公司 北京 100031)

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基于電流平衡單元的輸入并聯輸出并聯型LLC諧振變換器模塊

劉 闖1徐鑫哲2劉海洋1齊瑞鵬1蔡國偉1

(1.東北電力大學電氣工程學院 吉林 132012 2.國網北京電力公司 北京 100031)

輸入并聯輸出并聯(IPOP)型直流變換器廣泛適用于低電壓大電流工作場合，難點在于如何實現各子模塊之間的輸入電流均流(ICS)和輸出電流均流(OCS)問題，現有解決方法均為閉環控制策略。提出了基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊，通過電流平衡單元電磁耦合作用可以開環實現LLC諧振變換器模塊間ICS和OCS，使整體IPOP型直流變換器穩定工作。LLC諧振變換器工作在近似諧振頻率下可實現高頻隔離直流變壓器功能，保證逆變側零電壓開關(ZVS)及整流側零電流開關(ZCS)，同時具備高功率密度和高效率。采用電流平衡單元代替傳統閉環控制策略解決IPOP系統模塊間電流不平衡問題，省去采樣和控制電路，提高系統穩定性，降低系統成本。通過對電流平衡單元的電磁模型分析，導出等效電路模型，并通過其工作暫態電流與穩態電流仿真說明電流平衡原理。最后搭建基于電流平衡單元的IPOP型LLC直流變換器實驗系統，驗證所提出電流平衡方案的有效性和正確性。

電流平衡單元 輸入并聯輸出并聯 LLC諧振變換器 高頻隔離

0 引言

目前電力電子系統集成技術受到了廣泛關注，其研究的重點集中在標準化模塊的串并聯技術[1]。電動汽車充電站、光伏發電站以及智能電網技術的發展，對直流電能的需求持續增長，對直流變換器的性能要求更高[2-4]。將串并聯技術應用在直流電能變換系統中，通過將標準化直流變換器模塊輸入端輸出端任意并聯或串聯，可以滿足任意對輸入端輸出端性能規格要求。在直流電能變換系統中應用串并聯技術的最主要優勢在于，通過并聯分流串聯分壓作用，使系統子模塊功率器件的電壓和電流強度大幅降低[5，6]。

如圖1所示，直流變換器標準化模塊串并聯結構包括輸入并聯輸出并聯 (Input-Parallel Output-Parallel，IPOP) 型、輸入并聯輸出串聯 (Input-Parallel Output-Series，IPOS) 型、輸入串聯輸出并聯 (Input-Series Output-Parallel，ISOP)型和輸入串聯輸出串聯 (Input-Series Output-Series，ISOS) 型4種。

圖1 四種直流變換器串并聯結構Fig.1 Four series-parallel basic structures of DC converter

IPOP型直流變換器廣泛適用于低電壓大電流工作場合，對其研究的重點集中在如何實現各個子模塊之間的輸入電流均流(Input-Current-Sharing，ICS)和輸出電流均流(Output-Current-Sharing，OCS)問題，現有解決方法均為閉環控制策略[7-11]。然而通過閉環控制策略實現IPOP型直流變換器ICS和OCS較為復雜，并且需要采樣與控制電路[5-11]。

在諸多直流變換器中，LLC諧振直流變換器具有其優越的性能，如零電壓零電流開關(Zero Voltage Zero Current Switching，ZVZCS)。為充分利用其性能，本文基于電流平衡單元提出了IPOP型LLC諧振變換器模塊：首先分析LLC諧振變換器工作特性，并介紹了IPOP型LLC諧振變換器模塊特點；通過對電流平衡單元的電磁模型分析，導出其等效電路模型，并通過其工作暫態電流與穩態電流仿真說明電流平衡原理；最后，搭建一臺通過電流平衡單元連接的兩個LLC諧振變換器組成的IPOP型直流變換器，實驗驗證所提出電流平衡方案的有效性與正確性。

1 IPOP型LLC諧振變換器模塊

1.1 LLC諧振變換器工作原理

當LLC諧振變換器工作在近似諧振模式下，其基本功能相當于一個高頻隔離型直流變壓器，可保證逆變側零電壓開關(Zero Voltage Switching，ZVS)及整流側零電流開關(Zero Current Switching，ZCS)，保證高功率密度同時具備較高效率。全橋LLC諧振變換器拓撲結構如圖2所示，其中Lr為高頻變壓器的一次側漏感，作為諧振電感；Lm為高頻變壓器的勵磁電感，作為分流電感；Cr為諧振電容。

圖2 全橋LLC諧振變換器拓撲結構Fig.2 Schematic of full-bridge LLC resonant converter

LLC諧振變換器完全諧振時的交流等效電路如圖3所示。輸出直流負載R0的一次側等效交流電阻Rac為

(1)

式中，n為變壓器匝比。

圖3 LLC諧振變換器交流等效電路Fig.3 AC equivalent circuit of LLC resonant converter

LLC諧振變換器的開關頻率fs一般選擇工作在低于諧振頻率fr模式下，fr的表達式為

(2)

通過圖3所示的全橋LLC諧振變換器交流等效電路可以得到其交流等效輸入電壓Viac和輸出電壓Voac為

(3)

(4)

進而可以得到LLC諧振變換器交流等效電流Ipri為

(5)

變換器的品質因數Q為

(6)

由等效電路得出變壓器增益M的表達式為

(7)

圖4 LLC諧振變換器增益特性Fig.4 DC gain characteristics of LLC resonant converter

按照上述Lr、Lm和Cr取值，對圖2所示的LLC諧振變換器電路拓撲結構進行實驗驗證，實驗波形如圖5所示。其中，ipri為一次側諧振電流；isec為二次側諧振電流；Vab為一次側高頻方波電壓；Vo為輸出直流電壓。系統參數Vdc=400 V和Vo=400 V，變壓器匝比n=1∶1。由實驗可以看出所設計參數實現其高效率直流變壓功能，故可以此參數標準定義LLC諧振變換器標準化模塊來進行IPOP系統實驗。

圖5 LLC諧振變換器實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of LLC resonant converter

1.2 IPOP型LLC諧振變換器模塊特性分析

LLC諧振拓撲結構已被廣泛應用，然而隨著電流等級的提升，其在應用中有以下缺陷：①二次側傳導損耗高，重載時效率降低；②輸出電流波紋增大，導致需要更大的輸出電容；③一次電流強度過高，將限制其最大功率傳輸能力。

通過LLC諧振變換器的IPOP型連接結構可以很好地解決上述問題。通過IPOP型結構多模塊分流作用降低二次側傳導損耗；采用多模塊電容代替整體輸出大電容，降低輸出電流波紋；通過增加模塊數量提高最大功率傳輸能力，不會增加元器件電流強度。

當IPOP型LLC諧振變換器模塊開環穩定工作時，由于變壓器匝比和模塊參數的差異將會導致模塊間電流分流不均和功率分配不平衡，使整體系統功率器件電流強度和功率強度分布不均。對于IPOP型連接結構，由于各個模塊的輸入輸出電壓相同，可以通過保證各個模塊間的電流均流來實現模塊間功率的平均分配。

2 電流平衡單元

如圖6所示，采用電流平衡單元代替傳統閉環控制策略實現IPOP型LLC諧振變換器模塊間ICS和OCS。與傳統閉環控制策略實現IPOP型LLC諧振變換器模塊間的ICS和OCS相比，采用電流平衡單元解決IPOP系統模塊間電流不平衡問題具有以下優勢：

1)開環控制實現各個直流變換器模塊之間的ICS和OCS，無需電流控制方案，更加簡單易行。

2)整體系統省去采樣和控制環節，元器件個數大幅減少，成本降低。

圖6 基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊Fig.6 Current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

3)整體系統減少了控制環節，提高了系統的穩定性。

為驗證電流平衡單元的普遍適用性，用如圖7所示的電路結構，驗證電流平衡單元對于多模塊IPOP型LLC諧振變換器電流平衡能力。其中平衡n個LLC諧振變換器模塊間電流，需要n-1個電流平衡單元。

圖7 基于電流平衡單元的多模塊IPOP型LLC諧振變換器Fig.7 Current balancing cell based multi-module IPOP LLC resonant converter

2.1 基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊等效電路模型

電流平衡單元的電磁模型如圖8所示。LLC諧振變換器模塊1電流ipri1流過電流平衡單元一次側產生磁通密度B1，LLC諧振變換器模塊2電流ipri2流過電流平衡單元二次側產生相反的磁通密度B2，通過磁通密度的相互抵消作用平衡電流，最終穩態時ipri1=ipri2，達到電流平衡目的。

圖8 電流平衡單元的電磁模型Fig.8 The magnetic model of current balancing cell

通過電流平衡單元的電磁模型可以得到圖8所示電磁模型的等效電路，如圖9所示。電流平衡單元一次側和二次側感應電壓為

(8)

圖9 電流平衡單元的等效電路Fig.9 The equivalent model of current balancing cell

由于電流平衡單元等效電阻相當小，可以忽略不計，因此其感應電壓可以寫為

(9)式中，L1和L2分別為電流平衡單元一次側和二次側的自感；M為互感。由于電流平衡單元的強耦合作用，L1、L2和M基本相同，因此可近似認為L1=L2=M。

當LLC諧振變換器模塊工作在近似諧振頻率時，通過分析圖3和圖9所示的等效電路模型，可以得到基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊等效電路模型，如圖10所示。

圖10 基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊等效電路模型Fig.10 Equivalent model of current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

由于諧振電感Lr和諧振電容Cr的作用相互抵消，即整體系統等效電路模型可以簡化如圖11所示。

圖11 基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊等效電路模型簡化等效電路模型Fig.11 The simplified equivalent model of current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

由圖11可以分別得到LLC諧振變換器模塊1和模塊2的等效交流輸入電壓Viac1和Viac2，如式(10)所示。

(10)

2.2 電流平衡單元工作原理

當IPOP系統實現模塊間電流平衡時，流過電流平衡單元一次和二次電流相等，即ipri1=ipri2，由式(9)可知VL1=VL2=0，因此模塊1和模塊2的等效交流輸入電壓Viac1和Viac2可化簡如式(11)所示。

(11)

由于輸出并聯，模塊1和模塊2的輸出電壓Vo1=Vo2，故模塊1和模塊2的等效交流輸入電壓Viac1和Viac2只受各自變壓器匝比n1和n2的影響。由于采用標準化模塊，n1和n2差異很小，因此Viac1和Viac2幾乎相同。當ipri1=ipri2時，電流平衡單元的磁路仿真模型如圖12所示。

當IPOP系統模塊間存在電流不平衡時，即ipri1≠ipri2，可以假設ipri1≥ipri2，由安培環路定律可得電流平衡單元總磁通量如式(12)所示。

(12)

式中，μi為磁導率；NCB為電流平衡單元線圈匝數；S為磁心橫截面積；LR為等效磁路長度。

由楞次定律可知，電流平衡單元的總磁通量產生感應電動勢與ipri1產生磁通量的感應電動勢方向相反，與ipri2產生磁通量的感應電動勢方向相同，因此電流平衡單元一次側感應電壓VL1會減小，二次側感應電壓VL2會增加，直到VL1=VL2=0。同理，電流平衡單元一次側流過電流ipri1會減小，二次側流過電流ipri2會增加，直到ipri1=ipri2。

當ipri1≥ipri2時，電流平衡單元的磁路仿真模型如圖13所示。

圖13 ipri1≥ipri2時電流平衡單元的磁路仿真模型Fig.13 The simulation of current balancing cell magnetic model on the occasion ipri1≥ipri2

2.3 電流平衡單元參數設計

為充分利用電流平衡單元性能，避免出現由于磁飽和現象無法實現電流平衡，應對其額定電壓VCB和額定電流iCB進行設計，即其一次側或二次側可通過的最大電壓和最大電流。對于電流平衡單元，其一次側和二次側最大電壓差發生在一端開路另一端正常工作情況，如式(13)所示，即直流側輸入電壓。

VCB=Vdc1=Vdc2

(13)

同樣，電流平衡單元額定電流即為單個LLC諧振變換器模塊功率器件所允許通過最大電流，如式(14)所示。

VCB=Vpri1=Vpri2

(14)

由電流平衡單元額定電壓VCB可計算出線圈匝數NCB為

(15)

式中，Bm為最大磁通密度。

由電流平衡單元線圈匝數NCB可計算出其電感值LCB為

(16)

3 實驗驗證

為驗證上述理論分析，搭建了一臺基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊，實物裝置如圖14所示。LLC諧振變換器采用標準化模塊，電路主要元件型號見表1，兩模塊對應的系統參數見表2。

圖14 實驗裝置系統Fig.14 Experimental system

表1 電路主要元器件Tab.1 Circuit components’ type

表2 電路主要參數Tab.2 Circuit components’ parameters

3.1 穩態實驗分析

首先驗證兩模塊LLC諧振變換器IPOP結構無電流平衡單元連接時工作特性。電路參數為：輸入電壓Vdc=100 V，輸出負載Ro=32 Ω。無電流平衡單元時的實驗波形如圖15所示。由圖可知，模塊1輸入電流idc1幾乎為零，而模塊2輸入電流idc2與輸入總電流iin幾乎相等，LLC諧振變換器兩模塊各自一次電壓Va1b1和Va2b2幾乎相同，但一次電流ipri1和ipri2差異很大。因此可知，盡管兩模塊對應系統參數幾乎相同，但各自輸入電流相差很大，無法實現電流平均分配。

圖15 無電流平衡單元時的實驗波形Fig.15 Experimental waves without current balancing cell

使用電流平衡單元可以開環實現IPOP型LLC諧振變換器模塊電流平衡，實驗波形如圖16所示。由圖可知，兩模塊輸入電流idc1和idc2幾乎相等且穩態時保持不變，LLC諧振變換器兩模塊各自的一次電壓Va1b1和Va2b2基本相同，并且其一次電流ipri1和ipri2大小基本相等。因此，可以證明電流平衡單元實現了IPOP型LLC諧振變換器模塊之間電流的平均分配。

圖16 使用電流平衡單元輸入時的實驗波形Fig.16 Experimental waves with current balancing cell

為驗證電流平衡單元可以應用到多模塊IPOP型LLC諧振變換器結構中，根據圖7所示的電路拓撲結構搭建三模塊IPOP系統。圖17為使用電流平衡單元時三模塊IPOP系統的實驗波形。由圖可知，采用電流平衡單元后，各個模塊電流基本相同，因此證明了電流平衡單元可以應用到多模塊IPOP型LLC諧振變換器結構中。

圖17 使用電流平衡單元輸入時LLC諧振變換器一次電壓Va1b1和三模塊各自一次電流ipri1、ipri2、ipri3Fig.17 Primary-side voltages Va1b1 and currents(ipri1，ipri2，ipri3) of three-module LLC resonant converter with current balancing cell

3.2 暫態實驗分析

當負載電流發生階躍變化時，整體系統會承受更高的沖擊電流，可能會超過功率器件額定電流而造成損壞，并且負載發生階躍變化后，系統電流再次恢復穩定的反應時間也是一項重要參數。因此有必要對IPOP型LLC諧振變換器模塊的暫態電流變化進行分析。

電路參數為輸入電壓Vdc=100 V，負載在Ro=20 Ω和Ro=40 Ω之間變化。圖18a和圖18b分別為負載階躍上升和階躍下降時兩LLC諧振變換器模塊各自的暫態二次電壓Vsec1、Vsec2和二次電流isec1、isec2。由圖可知當負載瞬變時，LLC諧振變換器模塊二次電壓Vsec1、Vsec2不受影響，二次電流isec1、isec2很快再次穩定，具有很快的反應時間。

圖18 負載階躍上升和下降時的實驗波形Fig.18 Experimental waves during a step up or down

上述實驗結果證明，電流平衡單元實現了IPOP型LLC諧振變換器模塊間的電流平衡，同時電流平衡單元的暫態電流與穩態電流的實驗結果與理論分析吻合。

4 結論

本文提出了基于電流平衡單元的IPOP型LLC諧振變換器模塊，通過電流平衡單元電磁耦合作用，可以開環實現各個LLC諧振變換器子模塊間ICS和OCS，使整體IPOP型直流變換器穩定工作。通過IPOP結構模塊化設計LLC諧振變換器，使其滿足更高功率等級要求。采用電流平衡單元代替傳統閉環控制策略解決IPOP系統模塊間電流不平衡問題，使整體IPOP系統具有高可靠性、高功率密度和低成本的優勢。通過立足于不控角度來解決均流問題，讓IPOP型LLC諧振變換器模塊間自適應不控均流，模塊易于擴展，工作簡單可靠，特別是對大功率高頻隔離應用場合具有重要作用。

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Current Balancing Cell Based IPOP LLC Resonant Converter Modules

Liu Chuang1Xu Xinzhe2Liu Haiyang1Qi Ruipeng1Cai Guowei1

(1.School of Electrical Engineering Northeast Dianli University Jilin 132012 China 2.State Grid Beijing Electric Power Company Beijing 100031 China)

The input-parallel output-parallel (IPOP) DC-DC converters are very suitable for low voltage and high current applications.For the IPOP converter，the way to ensure input-current sharing (ICS) and output-current sharing (OCS) among the constituent modules is difficult.All the existing methods are closed-loop control schemes.In this paper，the IPOP LLC resonant converter modules are developed based on current balancing cells.Through the magnetic-coupling effect of the current balancing cell，the LLC resonant converter modules can achieve ICS and OCS that guarantee that the IPOP system work stably.The LLC resonant converter can be used as a high-frequency isolation DC transformer under the quasi-resonant mode，which can achieve zero voltage switching (ZVS) for the inverter side and zero current switching (ZCS) for the rectifier side so as to ensure high power density and high efficiency.By employing the current balancing cell instead of the traditional control schemes to solve the unequal current-sharing problem of IPOP system，the sampling and control circuit can be saved，which ensures high reliability and low cost.From analyzing the electromagnetic mode of the current balancing cell，its electrical circuit model can be built.And the simulations of the current balancing cell’s steady-state and dynamic-state current-sharing performances demonstrate the working principle.Finally，an IPOP LLC resonant converter module hardware prototype based on the current balancing cell is designed and built up to verify the validity and performance of the proposed solution.

Current balancing cells，input-parallel output-parallel，LLC resonant converter，high-frequency isolation

國家自然科學青年基金項目(51307021)、吉林省自然科學基金項目(20140101076JC)和吉林市科技計劃項目(201414002)資助。

2015-05-26 改稿日期2015-08-25

TM46

劉 闖 男，1985年生，博士，副教授，研究方向為能源互聯網柔性功率變換與空間無線電力傳輸技術。

E-mail：victorliuchuang@163.com(通信作者)

徐鑫哲 男，1990年生，碩士，研究方向為高頻直流功率變換技術。

E-mail：icexxzicexxz@163.com