一種用耦合電感實現零電壓零電流開關的移相全橋變換器

張 強 林維明 徐玉珍

(福州大學電氣工程與自動化學院 福州 350108)

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一種用耦合電感實現零電壓零電流開關的移相全橋變換器

張 強 林維明 徐玉珍

(福州大學電氣工程與自動化學院 福州 350108)

在高壓大功率場合，通常用IGBT作為開關器件。由于其關斷的電流拖尾現象，IGBT零電流關斷能有效減小開關損耗。提出一種新型移相全橋零電壓零電流開關(ZVZCS)方案，通過1個雙繞組的耦合電感和2個二極管實現滯后臂開關管在寬負載范圍的零電流關斷(ZCS)。所增加的二極管可以實現軟開關，耦合電感的漏感并不會對增加的二極管產生附加的電壓應力。為減小耦合電感的勵磁電流對ZCS的影響，通過在所增加的2個二極管上各并聯一個小電容，在不增大耦合電感尺寸的條件下增加復位電壓的作用時間，保證滯后臂開關管的ZCS。在理論分析的基礎上進行了計算機仿真，并設計了一臺開關頻率為68 kHz、輸出為100 V/10 A的樣機進行實驗驗證。仿真和實驗結果證明了所提方案的有效性。

零電壓零電流開關 移相全橋變換器 耦合電感 寬負載范圍

0 引言

實現軟開關的移相全橋變換器效率高、控制簡單，廣泛應用于中大功率場合。采用的軟開關技術可分為兩大類：4個開關管零電壓開通(Zero Voltage Switching，ZVS)以及超前臂開關管零電壓開通、滯后臂開關管零電流關斷(Zero Current Switching，ZCS)。采用ZVS方案時，超前臂開關管容易實現零電壓開通，但在負載較輕時，為了保證滯后臂開關管ZVS，一般需要增大諧振電感，卻造成占空比損失。文獻[1，2]將附加的諧振電感改成可飽和電感，拓寬了滯后臂ZVS范圍，但占空比損失現象沒有根本解決，且可飽和電感損耗大。文獻[3-5]在橋臂上附加輔助諧振網絡，在不增大占空比損失條件下，使其在大負載范圍實現零電壓開通。文獻[6-9]將全橋電路變換成2個半橋電路，實現大范圍ZVS，但半橋電路輸入電壓利用率低。前面所提到ZVS軟開關技術還存在一個共同的問題，即一次側開關管存在較大的環流階段，導通損耗大。在高壓大功率場合，通常用IGBT作為功率開關器件，讓不易實現ZVS開通的滯后臂開關管ZCS關斷，能更有效地減小開關損耗，同時也解決了ZVS方案一次環流的導通損耗問題。

文獻[9,10]利用隔直電容提供復位電壓，導致滯后臂電壓應力變大。文獻[9]用可飽和電感阻止電流反向流動[9]，但此種電感損耗大，無法應用于大功率場合。文獻[10]串聯2個二極管阻止電流反向[10]，但這使得導通損耗變大。文獻[11-16]在二次側增加諧振支路，利用諧振電容電壓將一次電流復位到零，這種類型的零電壓零電流開關(Zero-Voltage and Zero-Current Switching，ZVZCS)方法不適用于大電流輸出的場合。在橋臂上加入輔助諧振網絡，出現了許多混合電路結構[17-21]：全橋電路的兩個橋臂，同時作為半橋變換器或半橋LLC的橋臂，兩個二次側組合形成一個輸出，通過不同的組合方式可以實現ZVS或ZVZCS。由于混合結構中的半橋變換器或半橋LLC輸出不可控(也有的同時采用脈沖頻率調制(Pulse Frequency Modulation，PFM)與脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation，PWM)控制方案[20，21]，但控制復雜，通常用于多路穩壓輸出)，組合后的輸出電壓無法寬范圍調節。文獻[22]在全橋電路一次側增加1個三繞組耦合電感和2個二極管，利用輸入電壓產生電流復位電壓；但繞組結構復雜，且三繞組耦合電感的漏感會使二極管電壓應力變大。

本文提出一種新型移相全橋ZVZCS方案，通過1個雙繞組的耦合電感和2個二極管來實現滯后臂開關管的ZCS。首先分析了所提電路方案的工作原理，并討論耦合電感的勵磁電流對ZVZCS的影響；然后，給出了實現ZVZCS關鍵參數的詳細設計過程，為了減小勵磁電流對ZCS影響，在增加的兩個二極管上各并聯一個適當的電容，在不增大耦合電感尺寸的條件下，使滯后臂開關管更接近ZCS。最后用仿真和樣機證明了所提方案的正確性。

1 電路拓撲及工作原理

圖1為本文提出的雙繞組耦合電感實現全橋電路ZVZCS的主電路拓撲，與基本ZVS全橋電路相比，增加了提供復位電壓的雙繞組耦合電感T2和2個二極管VDa1、VDa2，如圖1中虛線框所示。圖中，C1、C2為超前臂開關管諧振電容，Lk為T1、T2一次繞組的總漏感，輸出采用全波整流。

圖1 雙繞組耦合電感實現全橋電路ZVZCS的主電路Fig.1 The proposed circuit of ZVZCS full-bridge converter with two-winding coupled inductor

穩態工作時，一個開關周期可以分成14個階段。由于電路正負半周對稱工作，所以只需分析正半周切換到負半周的8種工作狀態，即S1、S4導通切換到S2、S3導通的過程。忽略半導體器件和線路導通壓降，各變量參考正方向如圖1中標注，ia為T2繞組n2s的電流，ip為T2另一繞組n2p的電流，即主變壓器T1的一次繞組電流。Io為忽略開關紋波的Lf電流。為了分析耦合電感的勵磁電流，把勵磁電感Lm_T2放繞組n2s一側，耦合電感的等效電路如圖2所示。由圖2可得電流ia為

(1)

圖2 雙繞組耦合電感的等效電路Fig.2 The equivalent circuit of the coupled inductor

穩態時，一些關鍵變量的波形如圖3所示，電路各階段的工作過程如圖4所示。

[t0，t1]階段：S1、S4導通，正半周電源向負載供電，等效電路如圖4a所示，電流的標注方向為實際的電流方向。從T2的耦合方向可知，n2s繞組短路。T2的勵磁電流im_T2<0，ia>0。超前臂開關管導通電流ilead如式(2)所示。T2的加入，增大了超前臂開關管的電流應力，n2p/n2s越大，電流應力越大。

圖3 穩態工作時的關鍵波形Fig.3 Key waveforms of proposed circuit in steady state

圖4 正半周切換到負半周的各階段等效電路Fig.4 Operating stages from positive to negative cycle

(2)

(3)

[t2，t3]階段：t2時刻，uC1=Ui，uC2=0，超前臂諧振結束，等效電路如圖4c所示。S2的反并聯二極管導通，之后S2零電壓開通。同時，T2繞組電壓un2s=Ui，耦合到n2p，形成ip復位的電壓ureset加在Lk上，ip線性下降，下降到零所需的時間如式(5)所示。n2p/n2s越大，越容易實現滯后臂開關管ZCS。

(4)

(5)

[t3，t4]階段：隨著ip下降，ia逐漸減小。考慮到T2的勵磁電流，t3時刻，ia=0，VDa1為ZCS關斷。ureset=0，復位電壓消失，勵磁電流達到正向最大，等效電路如圖4d所示。由式(1)可知，剩余的環流電流如式(6)所示，im_T2(peak)越大，剩余電流越大，滯后臂開關管并無法真正地實現ZCS。

(6)

[t4，t5]階段：t4時刻，S4關斷。Lk與滯后臂的寄生電容諧振，由于滯后臂開關管的寄生電容很小，ip迅速諧振反向，等效電路如圖4e所示，此時ia<0。實際上由于二極管寄生電容的影響，VDa1關斷后存在反向恢復過程，t3時刻，ia會反向流通，等效電路同[t4，t5]階段，由式(6)可知，這有助于ip繼續下降。如果給VDa1、VDa2各并聯一個適當的小電容，容值與VDa1、VDa2反向恢復特性及輸入電壓有關，由此調節ia反向后的值ia_r滿足式(7)，則S4可以更接近零電流關斷。

ia_r≈im_T2(peak)

(7)

[t5，t6]階段：t5時刻，S4反并聯二極管導通，諧振結束，ip=-ip(t3)，等效電路如圖4f所示。

[t6，t7]階段：經過滯后臂的死區時間，t6時刻，S3開通，等效電路如圖4g所示。T2繞組n2s短路，輸入電壓加在Lk上，ip迅速反向上升。直到t7時刻，ip上升到電感Lf反射到一次電流。

(8)

[t7，t8]階段：t7時刻之后，電路進入負半周的正常導通過程。等效電路如圖4h所示，電源向負載供電，開關管S2的電流同式(2)。直到t8時刻，開始負半周切換切換到正半周的過程。

穩態時，下一個開關周期周而復始。

2 關鍵參數設計

電路參數設計要滿足超前臂開關管的零電壓開通和滯后臂開關管的零電流關斷。只要合理地設置超前臂的死區時間和諧振電容C1、C2，超前臂ZVS就容易實現。滯后臂的ZCS關鍵在于耦合電感T2的設計及VDa1、VDa2并聯電容的取值。電路的設計參數見表1。漏感Lk越大，滯后臂開關管的ZCS關斷越難實現。為了體現耦合電感的復位電壓對滯后臂開關管ZCS關斷的作用，在后文的仿真和實驗中，特意增大漏感，即將Lk值設得較大。

表1 電路的設計參數Tab.1 The design parameters of circuit

2.1 耦合電感T2的匝比n2p/n2s設計

先忽略耦合電感勵磁電流的影響，由原理波形圖3可知，S4要零電流關斷，ip需在t4時刻前下降到零。ip下降到零的最短時間為

(9)

可知，將ip復位到零所需的復位電壓ureset為

(10)

進而可得T2的匝比為

(11)

為了保證ip在t4時刻之前下降到零，同時減小ip下降過程中[t2，t3]階段環流的時間，選擇的匝比要大于式(11)的計算值，本文選擇n2p/n2s=1∶8。

耦合電感T2所需的磁心尺寸，可以根據磁鏈表達式(12)進行設計。耦合電感繞組n2p與變壓器T1一次繞組串聯，為了減小對線路導通損耗的影響，希望繞組n2p匝數少。實際可以選用某環形MnZn鐵氧體磁心，n2p=1 T，n2s=8 T，Lm_T2≈300 μH。關于T2對功率密度的影響，在后文的樣機部分具體說明。

ψ=Lkip(max)=2N2pB(max)Ae

(12)

根據式(2)可得超前臂開關管導通電流為：

(13)

2.2 超前臂諧振電容Clead設計

超前臂諧振電容的選擇與傳統的ZVS移相全橋電路類似。由于T2的引入，給C1、C2充、放電的電流變為式(13)所示的值，由ip變成了1.125ip。設C1=C2=Clead，在20%負載以上可以實現ZVS，則

(14)

考慮IGBT寄生電容的影響，實際選擇并聯在超前臂開關管的電容要小于計算值。

3 仿真與實驗

3.1 仿真研究

根據以上參數進行Pspice仿真，設耦合電感T2的耦合系數k2=0.99。在額定負載條件下，有、無并聯電容Ca時，關鍵參數的仿真波形如圖5所示。圖5a為VDa1、VDa2沒加電容Ca的仿真結果，可見t3時刻，ia=0。由于T2勵磁電流的影響，im_T2(peak)=0.4 A，ip(t3)=3.2 A；此后ip基本保持不變，直到t4時刻，S4關斷，雖然關斷時的ip已經減小，但剩余環流電流仍然較大，沒有真正實現ZCS。圖5b為VDa1、VDa2各并聯一個Ca=0.22 nF的仿真結果，可見t3時刻，ia=0。

圖5 有、無Ca時，關鍵參數的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of key parameters with and without Ca

圖6、圖7分別為額定負載和20%負載時，超前臂開關管ZVS開通、滯后臂開關管ZCS關斷的仿真波形。對于滯后臂開關管的ZCS關斷，負載越小，越容易實現，所以只要設計合理，滯后臂開關管可以在全負載范圍實現ZCS關斷。

圖6 滿載時超前臂ZVS與滯后臂ZCS的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at full load

圖7 20%負載時超前臂ZVS與滯后臂ZCS的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at 20% load

3.2 實驗驗證

為了驗證理論分析及仿真的正確性，根據仿真參數制作了一臺實驗樣機，采用單電壓環PI控制，利用DSP TMS320F2812實現。為了證明ZCS關斷對開關損耗的影響，選擇耐壓為600 V的IGBT，型號為IKW30N60T，樣機功率級硬件參數如圖8所示。其中耦合電感T2尺寸相對于功率電路中的變壓器T1和濾波電感Lf較小，并不會對整體的功率密度產生太大影響。

圖8 樣機功率級硬件參數圖Fig.8 Power stage parameters of the prototype

圖9a為滿載條件，無Ca時，T1一次電流ip與復位電壓ureset的波形,可見，沒有Ca時，ip未下降到零，滯后臂開關管無法真正實現零電流關斷。圖9b為滿載條件下，在VDa1、VDa2上分別并聯電容Ca=100 pF時的實驗波形。可見，ip下降到幾乎為零，有效減小環流過程的導通損耗，滯后臂開關管更接近零電流關斷。

圖9 滿載條件，無(或有) Ca時，T1一次電流ip、復位電壓ureset波形Fig.9 Experimental waveforms of ip，ureset without or with Ca at full load

圖10、圖11分別為滿載和20%負載時，超前臂ZVS與滯后臂ZCS的軟開關波形，實際并聯在超前臂的諧振電容為200 pF。

圖10 滿載時超前臂ZVS與滯后臂ZCS的開關波形Fig.10 Experimental waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at full load

圖11 20%負載時超前臂ZVS與滯后臂ZCS的開關波形Fig.11 Experimental waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at 20% load

圖12為所增加的二極管VDa(VDa1或VDa2)的電壓、電流波形，可見VDa也實現了軟開關，沒出現因反向恢復造成的電壓尖峰。

圖12 二極管VDa的電壓、電流波形Fig.12 Voltage and current waveforms of diode VDa

圖13為額定輸入條件下，所提的ZVZCS方案與傳統的ZVS方案的效率曲線。所提方案具有更高效率，同時也說明IGBT零電流關斷能更有效地減小開關損耗。ZVZCS方案還減小了一次環流時的導通損耗，隨著負載電流的增大，效率優勢變得更明顯。

圖13 所提電路與傳統ZVS方案的效率對比Fig.13 Measured efficiency curve of the proposed converter and traditional ZVS topology

4 結論

本文提出了一種用雙繞組耦合電感實現移相全橋變換器的ZVZCS。該方法利用輸入電壓產生開關管電流的復位電壓，特別適用于高壓輸入、低壓大電流輸出的場合。本文方法可在寬負載范圍內實現滯后臂開關管的ZCS，同時VDa1、VDa2實現軟開關，耦合電感的漏感并不會對增加的二極管產生附加的電壓應力。考慮耦合電感勵磁電流的影響，在VDa1、VDa2兩端各并聯一電容，使滯后臂開關管更接近ZCS。并進行了計算機仿真，以IGBT為功率開關制作了一臺開關頻率為68 kHz、100 V/10 A的原理樣機進行實驗驗證。實驗結果證明了所提方法的正確性，從額定負載到20%負載范圍內，電路都可以實現ZVZCS；與傳統ZVS方案的效率對比表明，相同條件下，本文方法具有更高的效率。

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A Novel ZVZCS Phase-Shifted Full-Bridge Converter with Coupled Inductor

Zhang Qiang Lin Weiming Xu Yuzhen

(College of Electrical Engineering and Automation Fuzhou University Fuzhou 350108 China)

In high voltage and large power applications，IGBTs are often chosen as power switches. Due to their tail currents，zero current turning-off can reduce switching loss effectively. A two-winding coupled inductor and two diodes are introduced to realize zero-voltage and zero-current switching(ZCS) for phase-shifted full-bridge converter. ZCS of the lagging-leg switches is achieved in wide load range. The added diodes are turned on and off with soft switching. The leakage inductor of the coupled inductor will not increase voltage stress of the added diodes. To reduce the impact of magnetizing current of the coupled inductor on ZCS，two small capacitors are paralleled with two diodes，respectively. Without increasing the size of the coupled inductor，the interval of the reset voltage is increased so that the lagging-leg switches can be turned off with ZCS in practice. The analysis is verified by simulation and experimental results on a 68 kHz，100 V/10 A prototype. The results of simulation and experiment verify the validity of the proposed scheme.

Zero-voltage and zero-current switching，phase-shifted full-bridge converter，coupled inductor，wide load range

福建省科技廳重大項目(2014H6012)、福建省自然科學基金項目(2015J01193)和福州大學博士啟動基金項目(510069)資助。

2015-05-25 改稿日期2015-09-08

TM46

張 強 男，1985年生，博士，研究方向為開關電源軟開關技術、功率因數校正技術。

E-mail：zhangqiangfzu@foxmail.com(通信作者)

林維明 男，1964年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子變流技術。

E-mail：weiming@fzu.edu.cn