LED負載恒流驅動電源電路的研究

張文強 馮 搏 俞竹青

(常州大學機械工程學院,江蘇 常州 213100)

LED負載恒流驅動電源電路的研究

張文強 馮 搏 俞竹青

(常州大學機械工程學院,江蘇 常州 213100)

提出一種由過零檢測電路、可控硅整流電路、高頻濾波電路與PWM隔離驅動電路組成的非隔離驅動方式的高效LED驅動電源電路。通過可控硅整流器(SCR)控制角α的程控調節與隔離驅動PWM占空比的自適應負載變化，分別實現LED負載恒流驅動的粗調與細調。對各電路模塊的仿真與LED負載電流調節實驗均驗證了系統設計的正確性。

恒流驅動電源電路 LED負載 電流控制 非隔離驅動 SCR程控調節 PWM占空比

隨著全球能源危機的日益突出，節約能源成為全人類面臨的重要問題之一。作為第四代綠色照明光源[1]，高亮度發光二極管(LED)以其高效、節能及環保等優點被廣泛應用于醫療、大尺寸液晶背光源和室內外照明中[2]。如果LED能夠取代傳統低效的照明方式，無疑對緩解當前緊迫的能源短缺問題起到舉足輕重的作用。

驅動電源電路設計是LED光源的關鍵[3]，目前LED普遍采用恒流驅動，實現恒流驅動的方式有線性調節、電流鏡、無源恒流驅動及基于脈寬調制(Pulse Width Modulation，PWM)的開關變換等[4～6]；以有無隔離變壓器為標準，可分為隔離型驅動方式與非隔離型驅動方式。非隔離型驅動因不受隔離器件限制，在減小產品體積和提高效率上均有較大優勢[7]。

傳統的隔離型LED驅動電源由于隔離變壓器的存在，導致銅損與鐵損不可避免。當負載變化時，變壓器匝數比不能改變，只能通過限流裝置被動調節驅動電流，系統效率低下。為此，筆者提出一種非隔離型高效LED驅動電源電路，通過微控制器(MCU)程控調節可控硅整流器(Silicon Controlled Rectifier,SCR)的控制角α以達到自適應負載的目的，提高反饋電流的PWM控制精度與響應速度，實現LED恒流驅動。

非隔離型自適應降壓的LED驅動電源電路如圖1所示，由過零檢測電路、可控硅整流電路、高頻濾波電路、PWM隔離驅動電路和MCU組成。輸入的220V市電經橋式可控整流電路整流后，通過高頻濾波電路給多路LED供電。過零檢測電路獲得市電同步脈沖信號。LED各支路串聯電流傳感器，采樣電流信號至MCU，以實現SCR精確定時觸發與PWM隔離驅動。

圖1 非隔離型自適應降壓的LED驅動電源電路

2 模塊設計

2.1過零檢測電路

單相橋式可控整流電路中SCR的控制角α以交流電負半周過零點作為參考時刻，因此，對SCR精確定時觸發的前提是確定市電過零參考點。過零檢測電路如圖2所示，R1、R2形成分壓，為比較器U1的同相輸入端設置一個較小的門限電壓Vref。市電經整流二極管D1和穩壓管D2得到0～5V的同步脈沖信號，并作為比較器U1的反相輸入端電壓Vin。當市電由負半周過零時，Vin由0V變為5V，光耦U2的INT角由Vcc變為低電平；同理，當市電由正半周過零時，INT角由低電平變為Vcc。由于Vref接近零點，因此可以認為INT角產生的是與市電同步的脈沖信號，此脈沖沿可由MCU輸入捕捉，并以此為起點開始精確定時。

圖2 過零檢測電路

使用Multisim電路仿真軟件結合Matlab數據處理軟件對過零檢測電路進行驗證[8]。圖3所示為過零檢測電路光耦INT角產生的同步脈沖信號與市電信號的波形對比。可知，通過檢測同步脈沖信號的下降沿，可以準確得到市電輸入信號負半周的過零點。

圖3 光耦INT角產生的同步脈沖信號與市電信號的波形對比

2.2可控硅整流電路

(1)

由式(1)可知，調節輸出直流電壓值的關鍵在于精確控制SCR的控制角α。

SCR驅動采用IR2103半橋驅動器，其內部集成升壓電路，外部僅需一個自舉電容和一個自舉二極管即可完成自舉升壓。IR2103內部設置520ns死區時間，在每次狀態轉換時插入死區，同時可以保證上下兩管的狀態相反，避免上下管同時導通時電流不經負載直接入地。可控硅整流電路如圖4所示，D3和C1分別為自舉二極管和自舉電容。以市電全波整流10.0ms為一個周期，當檢測到交流電上升/下降沿時將/LIN置低并打開下臂Q1，使自舉電容充電，在合適的SCR控制角時將HIN置高，打開上臂即導通SCR。

圖4 可控硅整流電路

SCR觸發信號頻率與市電經全橋整流后的100Hz一致。實驗中，設自舉電容C1值為47μF，每當交流電過零點時，導通下臂Q1對自舉電容充電0.5ms，同時MCU定時9.0ms，SCR觸發時間為0.2ms。圖5所示為半橋驅動器IR2103的HO角輸出信號(即SCR驅動信號波形)與市電信號的對比。IR2103內部集成的自舉升壓電路實現高端驅動的過程是一個自舉電容放電過程，要根據負載的不同合理選擇自舉電容大小和充放電時間。

圖5 半橋驅動器IR2103的HO角輸出信號與市電信號的對比

2.3高頻濾波與PWM隔離驅動電路

可控硅整流電路得到的是直流脈動電壓信號，其中含有較大的交流成分，因此在驅動LED之前需要進行濾波處理，使電壓脈動系數降低，保證LED無閃爍穩定工作。高頻濾波電路如圖6所示，可控整流信號經L1、C2初級濾波后，送往以場效應管Q2為核心的高頻濾波電路。由LED、電感L2和續流二極管D8組成的滯環電流控制回路在Q2截止以后繼續為LED提供電流。為避免截止瞬間電感L2產生的反向電動勢擊穿場效應管，由瞬態電壓抑制二極管W1、電感L2和快恢復二極管D9組成泄放回路，使能量在電感線圈和續流二極管上以熱能形式釋放出去。

圖6 高頻濾波電路

場效應管Q2的導通與截止受到MCU發出的PWM信號控制。為提高響應速度，使用高速光耦TLP2530隔離驅動Q2。TLP2530具有較高的電平轉換速度，TpHL與TpLH的典型值均為0.3μs，其外圍電路如圖7所示。

圖7 PWM隔離驅動電路

圖8所示為高頻濾波電路PWM頻率對負載電流的濾波效果，隨著PWM頻率的提升，負載電流脈動顯著減小。工作在高頻模式可以減小電路中的電感和電容值，減小元件物理尺寸。

圖8 高頻濾波電路PWM頻率對負載電流的濾波效果

3 LED負載電流控制策略與仿真

以LED為負載，對于串聯的LED負載，其正向導通電壓VF為各LED正向導通電壓之和，即VF=VF1+VF2+…。不同的LED其IF-VF特性有較大差異，實驗中，設定VF=15V，近似認為達到正向導通電壓后IF與VF成線性關系[9]。保持SCR控制角α(0.950π)與PWM占空比(50%)恒定，圖9所示為SCR導通后，不同負載的電流變化情況。對于電阻負載(50Ω)，負載電流在SCR觸發后(9.5ms處)立即響應；對于LED負載，在達到正向導通電壓前，負載電流沒有響應，因此滯后一段時間。

圖9 LED負載與電阻負載的電流比較

對于電路中的不同負載，實現LED恒流驅動需要電流反饋，電流反饋可由霍爾電流傳感器與運放調理電路實現。運放電路具體參數因MCU的ADC引腳輸入電壓范圍和霍爾電流傳感器輸出范圍而異，此處不再贅述。

考慮到一個周期(10ms)內SCR是半控的，即導通SCR后直到其承受反向電壓才會截止，并且驅動電路中大量使用了儲能元件，因此無法通過調節SCR的控制角直接快速響應負載反饋電流。文獻[10]將可控整流電路近似看成一階慣性環節。由于市電的波動與MCU的定時精度問題，SCR觸發時間的微小誤差會造成LED電流的較大變化，而較大的過調將會燒毀LED。因此將LED負載電流調節分為粗調與細調。

電流粗調是對SCR控制角α的調節。以VF=15V時的LED作為實驗對象，圖10所示為LED電流粗調變化波形，隨著SCR觸發時間的不斷提前(以0.05ms為一個步長)，LED電流逐步提高，其整體變化趨勢與一階慣性環節類似。

圖10 LED電流粗調波形

電流細調是對隔離驅動PWM占空比的調節。粗調反饋電流達到目標電流的閾值后，SCR控制角α保持不變，進入細調環節。設LED目標電流為0.20A，圖11所示為LED電流細調波形變化，通過對PWM占空比的調節均能將負載電流調節至0.20A，調節時間約20ms。

電流粗調的精度對細調有很大影響。在最理想情況下，僅通過粗調便可將LED電流穩定至目標電流處，而細調可以實現電流的快速響應與多路LED均流。因此，粗調和細調缺一不可。合適的SCR控制角α對系統穩定有著重要意義：α過小，會造成負載電流過調，燒毀LED；α過大，滿足不了負載額定功率的供給，達不到目標電流。圖12所示為α過大時對細調電流的影響，粗調SCR觸發時間為9.7ms，LED電流約0.13A，細調PWM占空比至上限，LED電流約0.18A，達不到0.20A目標值，并且會產生大幅度的振蕩。

圖11 LED電流細調波形

4 結論

4.1電流粗調可近似看成一階慣性環節，粗調時間間隔不易過短。以實驗設定參數(C1=47μF，C2=120μF，C3=120μF，L1=1mH，L2=330μH)為例，在50ms處可以認為電流穩定。因此，粗調時間間隔以大于50ms為宜。

4.2較小的電流粗調步長可以提高粗調精度，但也增加了系統啟動時間(LED電流達到目標電流閾值的時間)。因此，需要在精度與延遲之間權衡。

4.3電流細調的電流響應時間(20ms)相對粗調顯著減少，并且有利于實現多路LED均流。

4.4電流細調增加LED電流的過程，加大了電路中儲能元件的充放電時間，以犧牲系統穩定性為代價提高電流的平均值。

[1] 楊洋,阮新波,葉志紅.無電解電容AC/DC LED驅動電源中減小輸出電流脈動的前饋控制策略[J].中國電機工程學報,2013,33(21):18～25.

[2] 廖志凌,阮新波.半導體照明工程的現狀與發展趨勢[J].電工技術學報,2006,21(9):106～111.

[3] 吳舒萍.大功率LED光源驅動電路的設計[J].淮海工學院學報(自然科學版),2014,23(4):31～35.

[4] 劉志強,卿啟新,夏亞桃.白光LED驅動分析與應用[J].現代電子技術,2011,34(6):191～195.

[5] 石合地,曾以成,李祥.電流自動可調低功耗LED驅動電路[J].電路與系統學報,2013,18(1):353～356.

[6] 羅全明,鄒燦,支樹播,等.基于無源諧振恒流網絡的多路輸出LED驅動電源[J].中國電機工程學報,2013,33(18): 73～79.

[7] 黃雍俊,王劍,田聯房.新型非隔離負電壓DC/DC開關電源的設計與實現[J].電測與儀表,2011,48(8):72～75.

[8] 付揚.Multisim仿真在電工電子實驗中的應用[J].實驗室研究與探索,2011,30(4):120～122.

[9] 羅全明,支樹播,蔣德高,等.一種高可靠無源恒流LED驅動電源[J].電力自動化設備,2012,32(4):58～62.

[10] 許勝輝.可控整流電源智能調節器的實驗研究[J].實驗室研究與探索,2008,27(5):157～160.

StudyonConstantCurrent-drivenLEDPowerCircuit

ZHANG Wen-qiang, FENG Bo, YU Zhu-qing

(SchoolofMechanicalEngineering,ChangzhouUniversity,Changzhou213100,China)

A non-isolated efficient LED driving circuit was proposed, which consists of the zero-crossing detection circuit, SCR commute circuit, high-frequency filtering circuit and PWM isolated driving circuit. Through program-controlled regulation of SCR control angleαand adaptive load change of the PWM duty cycle, both general and fine tuning of LED constant-current driving were realized. Simulating every circuit module and experimenting on the LED load current regulation verify the validity of the system design.

constant current-driven power circuit, LED load, current control, non-isolated driving, SCR program-controlled regulation, PWM duty cycle

TH862+.7

A

1000-3932(2016)01-0084-05

2015-05-28