一種快速響應高效多模式升壓降壓型轉換器

成立業,來新泉

(西安電子科技大學超高速電路設計與電磁兼容教育部重點實驗室,陜西西安 710071)

一種快速響應高效多模式升壓降壓型轉換器

成立業,來新泉

(西安電子科技大學超高速電路設計與電磁兼容教育部重點實驗室,陜西西安 710071)

描述了一種新穎的高效多工作模式可快速響應的電流模升壓降壓型轉換器.轉換器有靈活的工作模式,電路可以根據輸入電壓和電感電流的變化來選擇工作模式,并且各種工作模式可以平穩轉換.平均電流感應模塊可以很精確地量測出電感電流.負載瞬態響應時間較其他轉換器有降低.這款電流模轉換器使用Silterra 0.18μm CMOS工藝流片.實驗結果顯示,在4.2 V輸入電壓、1 A負載電流條件下,轉換器的最大效率達95%,因此,使用該轉換器可以延長供電電池使用壽命.輸出從空載到2 A切換時,輸出電壓變化為6 m V,恢復時間為60μs.

多模式;快速響應;高效率;平均電流感應;平穩切換

在升壓降壓型轉換器中,為了更快速、精確地控制內部系統,廣泛應用電流模采樣控制技術[1].在傳統的電流模轉換器中,電流感應是通過感應功率金屬氧化物半導體(Metal Oxide Semiconductor,MOS)上的電流來得到IL,該類轉換器有快速響應能力和穩定的環路,但是內部的芯片面積比較大,并且由于MOS電阻的偏差會導致比較大的誤差.筆者引入一種新的電流感應方式,這種方式的主要變化是一個串聯于電感旁邊的小電阻,這個小電阻上的壓降就可以經過換算得到電感電流的大小.對比功率MOS采樣,感應電阻為外接電阻,這樣可以根據需要的峰值電流調節感應電阻的大小,防止電路出現過流.外接電阻可以控制精度,更準確地量測出采樣電流大小.在電感旁邊串聯小電阻的方法能更準確地感應電感電流.

在文中,轉換器可以工作于4種工作模式,分別是降壓模式、升壓降壓模式、升壓模式和打嗝工作模式[2].前3種模式工作于重載條件下,最后一種模式工作于輕載條件下.升壓降壓模式定義為從降壓模式到升壓模式轉換過程中或者從升壓模式到降壓模式轉換過程中的過渡狀態,在4種工作模式下都可以保持高效率和低輸出紋波.當平均電流感應模塊檢測到輕載電流時,進入打嗝工作模式[3].相比于其他的同類型轉換器[4],打嗝工作模式使效率有很大提高.在2 A負載跳變時,恢復時間可以保持在60μs之內.

轉換器用HSPICE仿真,并使用0.18μm互補金屬氧化物半導體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor transistor,CMOS)工藝流片.以下介紹轉換器的系統架構、平均電流模電路和4種工作模式.然后給出轉換器的測試結果,最終得出結論.

1　系統架構及不同的工作方式

1.1系統構造描述

筆者描述的升壓降壓型轉換器內部架構如圖1所示.系統包括功率級部分、反饋環路、脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation,PWM)比較器、平均電流模電路和邏輯控制部分.功率級部分包括功率P溝道金屬氧化物半導體(P-channel Metal Oxide Semiconductor,PMOS)P1和PMOS P2,N溝道金屬氧化物半導體(N-channel Metal Oxide Semiconductor,NMOS)N1和NMOS N2及外部電感電容濾波器[5-6].反饋環路包含內部穩壓環路、誤差放大器(Error Amplifier,EA)和電壓基準模塊[6-7].邏輯環路控制4個功率MOS的開關動作,從而使輸出電壓(VOUT)穩定在3.3 V.在輕載條件下,系統工作于打嗝模式;在重載條件下,電路工作于連續電流模式[4].在系統工作過程中,連續工作電流模式也就是脈沖寬度調制模式[8].負載輕重的檢測是通過AVCS模塊實現的.在連續工作模式中,根據輸入電壓(VIN)的不同分為升壓模式、升壓降壓模式和降壓模式.當VIN低于3.3 V時,工作在升壓模式,此時P1導通,N1關斷,P2和N2交替導通,功率管導通的占空比與VIN有關;當VIN高于3.3 V時,工作在降壓模式,此時P2導通,N2關斷,P1和N1交替導通,功率管導通的占空比與VIN有關;當VIN值在接近3.3 V時,工作在升壓降壓模式,反饋電壓可以通過邏輯模塊控制4個功率MOS的導通或關斷.在升壓降壓模式下,此種開關方式有比較高的效率[9].傳統的升壓降壓芯片在輸入電壓和輸出電壓接近時,工作方式接近于低壓差線性穩壓器,在功率MOS上消耗比較大的能量.

電路的整體工作方式為電流模感應方式.平均電流模感應電路如圖2所示,低頻RC濾波器加入到輸出VISEN1中作為峰值電流檢測,峰值電流為電路工作于連續電流模式時的電感電流最大值.在升壓模式下,在電感充電過程中(此時P2導通,N2截止),AVCS起到采樣電流的作用.當電流值逐漸增大使得VISEN2高于VREF1時,系統工作模式從打嗝模式過渡到脈沖寬度調制模式.在檢測到負載成為輕載時,為了讓VISEN2快速降下來使系統進入打嗝工作模式,VISEN2到地之間放置一個二極管D1.當在脈沖寬度調制模式下電流特別大時,也可以讓電感電流限制在設定值內,防止負載電流過大.

當工作于升壓過程的脈沖寬度調制模式下時,由于ID是非連續電流,VISEN1也是一個跳變電壓.VH為VISEN1的高電平,VL為VISEN1的低電平.在圖1中,VISEN1上有RC濾波器,V1為電感放電周期前VISEN2的電壓,V2為電感放電周期后VISEN2的電壓,V3為電感充電周期后VISEN2的電壓,D為電路工作過程中充電時間的占空比.電感上電流經過1/N的衰減后表現在平均電流模感應模塊上產生ISEN.電壓VISEN2可以通過電壓VISEN1來計算之.

當t＜(1-D)T時,電感處于放電周期,CF1上的電壓是VISEN1經過RF1的濾波器得到的.VISEN2可以這樣計算:

當(1-D)T＜t＜T時,電感處于充電周期,電流從CF1經過RF1流出,此時

當V1=V3≈V2時,在升壓模式下,IR=(1-D)ID,所以得到

當工作于降壓過程的脈沖寬度調制模式下時,ID是連續電流,VISEN1也是一個連續電壓,所以VISEN2與VISEN1幾乎相同,此時ID=IR.故

圖1　升壓降壓芯片主要的內部模塊圖

圖2　平均電流模感應電路

可以總結得到在所有的工作模式下:

在升壓降壓工作過程中,隨著負載變化,功率管都可以工作在連續電流模式或者打嗝模式下.負載電流決定了工作模式[2,10].當負載電流比較小時,VISEN2＜VREF1,此時會自動進入打嗝模式,其他情況下電路工作在脈沖寬度調制模式.

1.2系統不同的工作模式

當轉換器在連續工作模式下時,隨著VIN的上升分別工作于升壓、升壓降壓、降壓工作模式.但在3種工作狀態下,可以用一套補償模式.在電路內部,有專門名為BURST的信號會基于負載大小調節系統工作于打嗝模式還是脈沖寬度調制模式.Ilimit為電感電流的最大值,電感電流在任何工作模式下都要被限定在Ilimit以下.Izero是在打嗝模式下電感電流認定的電流下限值.如果電流值到達Izero,系統認定此時電感電流已經降為零.在打嗝模式下,如果電感電流降低到Izero,則4個功率管都關斷,直到反饋電壓低于設定值,才會有新的電感電流上沖.在打嗝模式下是不存在負電流的,這樣在輕載下效率就會大大提高[2].在傳統的轉換器中,輕載與重載下都使用一種工作模式.在輕載時,為了保持穩定輸出,會有負的電感電流存在,導致在輕載時效率都會低于60%[7,11].在輕載時進入打嗝模式,系統可以在各種應用情況下都保持高效率.在系統處于待命模式下(空載時),系統僅有30μA靜態電流.如果在便攜式設備中應用該轉換器,則可以大大地延長電池的使用壽命.

tXY定義為在一個周期內X MOS和Y MOS都導通的時間.為一個周期內主開關管P1和N2同時導通的時間,為一個周期內主開關管P1和P2同時導通的時間,為一個周期內主開關管N1和P2同時導通的時間.在重載時,根據VIN和VOUT的關系,工作于升壓模式、降壓模式或者升壓降壓模式.基于電感電壓二次平衡原理[10],VOUT和VIN的關系為

如果VIN＜VOUT,則系統工作于升壓模式,此時P1導通,N1截止,P2和N2在同一個周期內開關交替導通,轉換比例為)

如果VIN＞VOUT,則系統工作于降壓模式,此時P2導通,N2截止,P1和N1在同一個周期內開關交替導通,轉換比例為

如果VIN≈VOUT,則系統工作于升壓降壓模式,P1、P2、N1、N2在幾個周期內交替導通,轉換比例為

當系統工作在升壓降壓模式時,平均電感電流值接近負載電流.在升壓降壓型芯片工作過程中有如此高的效率,在同類型芯片中是比較有創新性的.4個功率MOS導通的交疊時間是比較重要的.太短的交疊時間會導致非連續的模式切換,太長的交疊時間又會導致低效率.所以在邏輯控制模塊控制合適的交疊時間(模式切換導通間隔在12 ns左右),可以在保持高效率的同時使模式穩定切換.

2　實驗結果

該款高效多模式升壓降壓轉換器使用0.18μm CMOS工藝流片.表1為芯片的各項性能指標.圖3為芯片的顯微照片,芯片的裸片面積為1.58 mm×1.93 mm.EA為誤差放大器模塊,BG為電壓基準模塊,UVLO為欠壓鎖存模塊,BIAS為基準電流模塊,OSC為振蕩器模塊,IZERO為零電流檢測模塊,POWER MOS為功率電阻部分.輸出電壓為3.3 V,輸入電壓為2.5～5.5 V,工作頻率為2.4 MHz.

圖4為在不同負載電流情況下測試繪成的工作效率曲線.當VIN=2.7 V時,工作在升壓模式;當VIN= 3.3 V時,工作在升壓降壓模式;當VIN=4.2 V時,工作在降壓模式下.在1 A負載、4.2 V輸入情況下,可以達到95%的峰值效率.在正常的負載范圍內(負載大于30 m A),升壓降壓工作效率都可以超過85%.

表1　性能指標

圖3　芯片的顯微照片

圖4　芯片在不同輸入情況下的效率

隨著負載電流的變化,系統可以在打嗝模式和脈沖寬度調制模式平穩切換.圖5(a)所示為芯片在4.2 V輸入、2 A負載跳變下的仿真結果;圖5(b)所示為芯片在4.2 V輸入、負載電流在10 m A與2 A之間互相切換的實驗結果.CH1代表輸出的交流紋波,CH3代表輸入電壓,CH4代表負載電流.在10 m A負載下,芯片工作在打嗝模式;在2 A負載時,工作在脈沖寬度調制模式.負載從2 A到10 m A跳變會引起6 m V的輸出跳變,負載從10 m A到2 A跳變會引起7 m V的負載跳變.但是,在傳統方法下2 A負載瞬態響應會引發大約50 m V的輸出跳變[4].使用此種模式轉換方式可以大大地降低負載調整率.系統負載跳變的恢復時間可以低至60μs,相比于傳統模式的升壓降壓芯片,恢復時間有較明顯縮短.

圖5　負載跳變圖

3　結束語

以上介紹了一種高效多工作模式低靜態電流升壓降壓型轉換器.這種轉換器在打嗝模式和脈沖寬度調制模式之間可以平穩切換.在2 A負載跳變時,輸出跳變可以維持在0.3%之內.在升壓降壓模式工作中,負載電流與電感電流大小差不多.在電路所有工作模式中都可以保持高效率.實驗結果證明了這種轉換器具有高工作效率和良好的系統穩定性.文中介紹的轉換器適合鋰電池供電的便攜式設備,可以較大地提高電池壽命.

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(編輯:郭 華)

Rapidly transient response with the flexible mode and high-efficiency buck-boost converter

CHENG Liye,LAI Xinquan
(Ministry of Education Key Lab.of High-Speed Circuit Design and EMC,Xidian Univ.,Xi’an 710071,China)

A novel current sensing technique with a rapidly transient and flexible mode buck-boost converter is presented.The converter can work in an appropriate mode according to the input voltage(VIN)and inductor current(IL),with smooth transition and flexible working modes achieved.The average current sensing(AVCS) circuit has an accurate measurement of IL.The transient response time is also decreased.The current sensing converter is implemented in the Silterra 0.18μm COMS process.Experimental results show 95%peak efficiency at an output current 1 A with 4.2 V VIN,so that the converter can extend the battery life.The output transient with the load current altering from 0 to 2 A is 6 m V and the recovery time is 60μs.

multi modes;rapidly response;high efficiency;average current sensing;smooth switching

TN432

A

1001-2400(2016)05-0093-05

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.05.017

2015-08-04 網絡出版時間:2015-12-10

國家自然科學基金資助項目(61106026)

成立業(1989-),男,西安電子科技大學博士研究生,E-mail:chengliye4213@126.com.

網絡出版地址:http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20151210.1529.034.html