軟開關隔離型升壓DC-DC變換器設計與實現*

茹金平，陳得友

（1.鄭州財經學院藝術設計系，鄭州450044；2.鄭州財經學院計算機系，鄭州450044）

軟開關隔離型升壓DC-DC變換器設計與實現*

茹金平1*，陳得友2

（1.鄭州財經學院藝術設計系，鄭州450044；2.鄭州財經學院計算機系，鄭州450044）

為了滿足升壓型變換器低成本和大功率密度的需求，提出了一種軟開關單極隔離型DC-DC變換器。該變換器電路包含一個無損耗緩沖器，通過漏電感固定住開關的電壓峰值，從而實現開關的ZVS關斷。在失諧狀態下，使用Lr-Cr串聯諧振電路來實現二極管的ZCS關斷。由于磁化電流低，相較于傳統的基于反激的變換器，變壓器的容量更少。在輸出功率250 W和開關頻率100 kHz的條件下進行了實際測試，提出的變換器的最大測量效率為97%。

升壓型DC-DC變換器；單極開關；軟開關；隔離型

隔離型升壓DC-DC變換器的應用需求正在逐漸增大，如光伏系統、便攜式燃料電池系統以及車載逆變器等。這些應用需求通常要求具有高效率、大功率密度以及低成本［1-2］的性能。

由于輸入電流紋波較小，二極管的額定電壓較低并且變壓器匝數比較小，電流型隔離式變換器更適合升壓型應用需求［3］。電流型隔離式變換器有兩種類型：無源鉗位變換器［4］和有源鉗位變換器［5］。無源鉗位變換器的結構簡單、開關數量少，但是功率損耗過多，這些損耗是RCD緩沖器消耗的并且與主開關的硬開關有關。基于3個基本拓撲結構開發了有源鉗位變換器：推挽、全橋和半橋［6-7］。它們不僅實現了因變壓器漏感引起的電壓峰值的無損耗鉗位，還實現了開關的零電壓開關（ZVS）開通。然而，由于它們至少需要4個開關和門驅動電路，在高功率和低功率需求下實現成本均較高。

文獻［8］提出了適用于功率低應用需求的帶有較少開關的隔離式變換器。例如帶有一個主開關和一個前衛鉗位型開關的隔離式DC-DC變換器實現了開關的ZVS開通，但是關閉了帶有硬切換功能的開關［9］。隔離式單極開關DC-DC變換器實現了低成本，因此更具吸引力［10］。Z-源變換器［11］以及反激式變換器［12］在開通和關斷的瞬間都采用硬開關。頻率控制的反激式變換器以及串聯的正-反激式變換器實現了開關的零電流開關（ZCS）開通，但是在關斷的瞬間，開關是硬開關。上述單極開關技術增加了變壓器的容量，原因在于磁化電感器用于能量轉移。隔離式單極開關諧振變換器同時實現了開關的ZCS開通和ZCS關斷，但是，對于升壓型應用需求，需要具有高變壓器匝數比，原因在于電壓增益低，因此，此變換器不適合升壓型應用需求。

因此，本文提出了一種滿足升壓應用需求的軟開關單極隔離型DC-DC變換器。提出的變換器具有以下特性：（1）不管電壓和負載出現任何變化，都會實現開關的ZCS開通和ZVS關斷；（2）都會實現所有二極管的ZCS關斷，這樣可忽略不計與二極管反向恢復有關的電壓浪涌；（3）由于CCM操作，輸入電流紋波都會較小；（4）由于磁化電流低，變壓器的容量都會減少；（5）無損耗緩沖器的額定低，這樣可以實現適合升壓型應用需求的高效率和低成本。經過100 kHz且250 W的實驗測試，結果顯示提出的變換器性能滿足了設計理念。

1　本文提出的變換器

圖1為本文提出的變換器的電路圖。

圖1　本文提出的隔離式單極開關ZCS-ZVS變換器

本文提出的變換器包括濾波電感器Li、開關S1、包含電容器Cs和電感器Ls的無損耗緩沖器、二極管Ds1和Ds2、鉗位電容器Cc以及Lr-Cr串聯諧振電路、二極管D1和D2。無損耗緩沖器可以通過漏電感固定住開關的電壓峰值，還可以實現開關的ZVS關斷。此外，Lr-Cr串聯諧振電路可以實現二極管的ZCS關斷。圖2表示根據諧振頻率fi1變化得出的3個諧振操作，諧振頻率fi1如式（1）所示：高于諧振的情況（DTs<0.5Tr1）、諧振情況（DTs=0.5Tr1）以及低于諧振的情況（DTs＞0.5Tr1）。

圖2　fr1低于諧振（DTs＞0.5Tr1）時，對開關及二極管電流波形

從圖2中可看出，在低于諧振的情況下，總開關損耗更少。原因在于相較于在高于諧振的情況，在這種情況下，開關關斷的電流以及二極管di/dt更小。因此，對于本文提出的變換器，應選擇低于諧振的情況，即失諧狀態下。

1.1操作模式

圖3表示本文提出的變換器的關鍵波形。為了簡化穩態操作時的分析，我們假設輸入濾波器和磁化電感足夠大，這樣在切換周期內會被當作恒流源。同時又假設鉗位和輸出電容足夠大，這樣在切換周期內會被當作恒流源。通過鉗位式電容器的電壓VCc與輸入電壓Vi一樣。在低于諧振的操作下，Ts內有9種模式：

圖3　在低于諧振的情況下，本文提出的變換器的關鍵波形

模式1（t0～t1）當開關S1開通時，開始此模式。圖4（a）表示此模式的等效電路。Ls和Cs開始諧振，并且諧振電流iLs通過Ls、Ds1、Cs和S1流動。分別確定了諧振部件的電壓和電流，如下所示：

圖4（a）　等效諧振電路模式1～2（t0-t1）

模式2（t1～t2）當電流iLr改變方向時，此模式開始。圖4（b）表示此模式的等效電路。Lr和Cr開始諧振，并且諧振電流iLr通過Lr、Cr和D2流動。分別確定了諧振部件的電壓和電流，如下所示：

圖4（b）　等效諧振電路模式2～4（t1-t4）

模式3（t2～t3）當開通二極管Ds2時，此模式開始。由下列方程確定電流iLs，并且當電流iLs達到0A時，此模式結束。值得注意的是，在ZCS條件下，關斷二極管Ds1和Ds2。

模式4（t3～t4）在此模式期間，Lr-Cr諧振繼續進行；當電流iLr達到0 A時，此模式結束。注意：在ZCS條件下，關斷二極管D2。

模式5（t4～t5）在此模式期間，恒定電流通過S1流動，此電流的值是輸入電流Ii和磁化電流ILm的總和。

模式6（t5～t6）當關斷S1時，此模式開始。然后，Ii+ILm通過Cs、Ds2和Cc流動。隨著（Ii+ILm）/Cs的斜率增加，下列方程確定的通過緩沖電容器Cs的電壓也線性增加，這樣出現了S1的ZVS關斷。

當vCs等于（Vo-VCr，max）/n時，此模式結束。

模式7（t6～t7）當開通二極管D1時，此模式開始。圖4（c）表示此模式的等效電路。Lr和Cs開始諧振，并且諧振電流通過Cs、Ds2、Lr、D1和Cr流動。我們假設Cs<

圖4（c）　等效諧振電路模式7（t6-t7）

模式8（t7～t8）當開通二極管Ds1時，此模式開始。圖4（d）表示此模式的等效電路。Ls、Cs、Lr和Cr開始諧振，并且諧振電流iLr通過Ls、Ds1、Cs、Cc、Lr和Cr流動。我們假設Cs<

圖4（d）　等效諧振電路模式8（t7-t8）

我們假設在此模式期間iLr≈（Ii+ILm）/n，由下列方程確定電壓vCr：

當電流iLs達到0 A時，此模式結束。

模式9（t8～t9）開關S1處于關斷狀態，輸入電流和磁化電流的總和轉移到次級。電流iD1等于（Ii+ ILm）/n。當開通開關S1時，此模式結束。

磁化電感器Lm的平均電流等于緩沖電感器Ls的平均電流，原因在于ILs，avg=IDs2，avg和IDs2，avg=ILm，avg。因此，值得注意的是，相較于基于反激的變換器，本文提出的變換器的變壓器鐵芯容量非常小，原因在于將ILs，av（g=ILm，avg）設計的較小。

1.2電壓增益推導

為了獲得本文提出的變換器的電壓增益，我們假設通過Cc的電壓是恒定的，并且在切換周期Ts內可忽略磁化電流。

（1）低于諧振的操作（DTs＞0.5Tr1）：由于二極管D2的平均電流與穩態下的平均負載電流一樣，可獲得下列方程：

從式（4）和式（13）可知，由下列方程可獲得諧振電容器的最小電壓VCr，min：

從式（5）和式（14）可知，由下列方程可獲得諧振電容器的最大電壓VCr，max：

從式（12）和式（15）可知，由下列方程可獲得圖3中t7～t9的時間間隔：

從式（7）可知，由下列方程可看出圖3中t5～t6的時間間隔：

圖3中t6～t7的時間間隔是Lr-Cs諧振頻率的四分之一，并且由下列方程確定。

通過將式（16）～式（18）應用到（1-D）Ts，由下列方程可獲得電壓增益：

其中，A=πfs/2ωr3并且B=Cs（2CrfsRo-1）/2nCr。

（2）高于諧振的操作（DTs<0.5Tr1）：圖5表示在高于諧振的操作下，本文提出的變換器的關鍵波形。除了t3～t4的時間間隔，高于諧振的操作原理與低于諧振的操作原理一樣。我們假設Cs<

圖5　在高于諧振的情況下，本文提出的變換器的關鍵波形

圖6　在高于諧振的條件下t3～t4時間間隔內的等效諧振電路

從式（4）和式（20）可知，由下列方程可獲得諧振電容器的最小電壓VCr，min：

從式（5）和式（21）可知，由下列方程可獲得諧振電容器的最大電壓VCr，max：

從式（12）和式（22）可知，由下列方程可獲得圖5中t6～t7的時間間隔：

我們假設在圖5中t3～t5的時間間隔內dvCs/dt≈Ii/ Cs，從式（7）可知，由下列方程可獲得時間間隔：

圖5中t5～t6的時間間隔是Lr-Cs諧振頻率的四分之一，并且由下列方程確定。

通過將式（23）～式（25）應用到（1-D）Ts，由下列方程可獲得電壓增益：

2　具體設計步驟

提出的變換器的設計規格如下所示：輸出功率Po=250 W，輸出電壓Vo=380，輸入電壓Vi=28 V～38 V，并且開關頻率fs=100 kHz。

（1）選擇緩沖電感器電流的平均值ILs，avg：為了使緩沖器部件的傳導損耗和磁化電流的數量級減到最少，ILs，avg應盡可能的小。從式（2）和式（10）可知，ILs，avg與緩沖電容Cs成正比。然而，如果選擇較小的Cs以便減少緩沖器部件的傳導損耗，開關的額定電壓就會增加，如式（9）所示，會導致開關的傳導損耗大。因此，考慮到對開關和緩沖器部件之間的傳導損耗進行折衷，選擇約為平均輸入電流3%的ILs，avg，可表示為：

（2）確定n、Lr和Cr的數值：為了簡化設計步驟，電壓增益可近似于：

如上文所述，由于開關關斷的電流和二極管di/dt較小，為本文提出的變換器選擇了低于諧振的頻率。從圖2可知，由下列方程可獲得失諧狀態下，最小工作周期：

由于應把諧振電感Lr設計為將二極管D1的反向恢復影響降到最小，圖3中t0～t1的時間間隔應比3trr1大，可表示為：

其中，trr1是二極管D1的反向恢復時間。

基于前面分析的操作原理，可分別獲得開關S1的RMS電流和開通電壓，如下所示：

圖7表示基于帶有不同n值的開關S1的RMS電流和開通電壓。在此實際制作中，考慮到對開關S1的傳導損耗和開關損耗進行的折衷，選擇的變壓器n的匝數比為5。通過使用式（28）～式（30），分別由5 μH和560 nF確定諧振值Lr和Cr。

圖7　帶有不同n值的開關S1的RMS電流和開通電壓

（3）確定Cs的數值：通過使用式（2）、式（6）和式（10），由下列方程可獲得ILs，avg為：

其中，

通過將n、Lr、Cr和式（27）代入到式（33），緩沖電容Cs可計算為16nF。

（4）確定Ls的數值：應把緩沖電感Ls設計為將緩沖二極管Ds1和Ds2的反向恢復影響降到最低。因此，圖3中t2～t3的時間間隔應比3trr2大，可表示為：

其中，trr2是二極管Ds1和Ds2的反向恢復時間。根據式（34），緩沖電感Ls可計算為5 μH。

（5）選擇半導體器件：根據之前的設計步驟和操作原理，對本文提出的變換器的半導體器件進行選擇。從圖3可看出，輸出二極管D1和D2有Vo的最大電壓應力。從公式（13）可知，輸出二極管D2的峰值電流為0.5πIo/Dmin。由下列方程確定通過開關S1的最大電壓應力：

由式（31）確定開關S1的電流應力。如圖3所示，通過緩沖二極管Ds1和Ds2的最大電壓應力分別為vCs（t0）+VCc和VCc。緩沖二極管Ds1和Ds2的峰值電流分別為式（2）中的和Ii。根據之前設計的部件參數值如表1所示。

表1　部件參數值

3　實驗結果

設計并制作了本文提出的變換器250 W的變換器，并且對其進行測試用以核實本文提出的理念。表1列出了本文提出的變換器的部件參數。我們從表1可看出，緩沖器部件的額定電流遠低于主要部件的額定電流。變壓器的漏電感作為諧振電感。圖8和圖9表示當輸入電壓為28 V時，分別在滿載和半載條件下的實驗波形。圖8（a）和圖9 （a）表示在滿載和半載條件下，開通帶有ZCS的開關S1。圖8（b）和圖9（b）表示在關斷狀態下S1的實驗波形。然而，從圖8（b）和圖9（b）可看出，由于原型電路上MOSFET的輸出電容和寄生電感之間的寄生諧振造成了振鈴，S1產生了少量的損耗。使用專業的生產技術可以減少此損耗。

圖8　在Vi=28 V和Po=250 W條件下的實驗波形

圖9在Vi=28 V和Po=150 W條件下的實驗波形：

圖8（c）和圖9（c）表示在兩種條件下，關斷帶有ZCS的二極管D1。圖8（d）和圖9（d）表示在兩種條件下，關斷帶有ZCS的二極管D2。圖8（e）和圖9（e）表示iLr和vCr的波形，與圖3中分析的波形較為吻合。在兩種條件下，測量的電壓VCr，max分別為143.1 V和142.5 V。這與從式（14）和式（15）獲得的分析數據（145.8 V和143 V）非常接近。圖8 （f）和圖9（f）表示vCs的波形。

圖10表示在Vi=28 V且Ro=577 Ω的條件下，本文提出的變換器的理論電壓增益和實驗電壓增益。實驗的電壓增益與理論電壓增益較為吻合。

圖10　在Vi=28 V且Ro=577 Ω的條件下，本文提出的變換器的理論電壓增益和實驗電壓增益

對本文提出的變換器的效率進行測量，如圖11所示。當輸入電壓為38 V時，在250 W的條件下，本文提出的變換器的最大測量效率為97.0%。根據輸入電壓出現的變化，在Vi=28 V條件下的測量滿載效率為96.0%；在Vi=38 V條件下的測量滿載效率為96.9%。圖12表示本文提出的變換器實物圖。

圖11　本文提出的變換器的測量效率

圖12　本文提出的變換器實物圖

4　總結

為了滿足光伏系統、便攜式燃料電池系統及車輛逆變器等升壓型DC變換應用的需求，本文提出了一種軟開關單極開關隔離式變換器。相較于傳統的基于反激的變換器，本文提出的變換器的實現成本更低且功率密度較大，原因在于其具有改進的特性，如：開關和二極管具有全軟開關的特征、無損耗緩沖器的額定較低以及變壓器的容量減少。經過100 kHz和250 W的變換器實際測試，得出的實驗結果驗證了提出的變換器的正確性，且在250 W的條件下，獲得了97.0%的最大測量效率。

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茹金平（1980-），女，漢族，黑龍江鶴崗人，大學本科，講師，主要研究方向為計算機應用、平面設計，rujinping@126.com。

Design and Implementation of the Soft Switching Isolation Boost DC-DC Converter*

RU Jinping1*，CHEN Deyou2
（1.Department of Art Design，Zhengzhou College of Finance and Economics，Zhengzhou 450044，China；2.Department of Computer，Zhengzhou College of Finance and Economics，Zhengzhou 450044，China）

In order to meet the demand of low cost and high power density of the boost converter，a soft switching DC-DC converter with unipolar switching mode is presented.The converter circuit contains a non loss buffer，which is fixed by the leakage inductance of the switch voltage peak，thereby achieving the switch of the ZVS off.In the con?dition of failure，the Lr-Cr series resonant circuit is used to realize the ZCS off of the diode.Due to the low magneti?zation current，the transformer capacity is less than the traditional fly-back converter.Under the condition of the out?put power 250 W and the switching frequency 100 kHz，the maximum efficiency of the converter is 97%.

boost DC-DC converter；single pole switch；soft switch；isolation type

TM46

A

1005-9490（2016）02-0305-07

EEACC：1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.02.013

項目來源：基于C++技術的學校排課系統設計與實現項目（豫教201413658）

2015-07-30修改日期：2015-08-27