2～18GHz寬帶接收機的設計與實現

田野 冉龍明 李濤 桂進樂

?

2～18GHz寬帶接收機的設計與實現

田野1冉龍明2李濤2桂進樂1

1.四川壓電與聲光技術研究所，重慶 400060 2.中國人民解放軍空軍駐重慶地區軍事代表室，重慶 400060

介紹了一種超寬帶大動態接收機，接收頻率為2～18GHz。該接收機具有寬頻帶、小體積、低噪音以及大動態等特點。通過合理的方案設計，接收機實現了整個接收頻帶內增益波動小于±2.5dB，噪音系數小于6.6dB，輸入三階截點大于-3.6dBm。

接收機；超寬帶；低噪音；大動態

寬帶接收機技術的進步迎合了現代新型電子偵察系統的發展需求，它要求頻帶更寬、靈敏度更高、體積更小。接收前端作為偵測系統的核心部件，承擔著低噪音放大、頻譜搬移及幅相控制等功能[1]。寬帶接收機的頻譜利用率高，抗干擾性強，在減小反輻射導彈對雷達的干擾、提高預警機制反應速度、提高彈道導彈的精度、減少導彈的反應時間等方面效果尤為突出。由于接收機的寬帶特性，其寬帶匹配難度大，往往影響到增益平坦度、噪音系數等指標的實現，這是研制過程中的難點[2]。另外接收機的動態范圍和靈敏度是影響整機性能的關鍵參數，但兩者的關系恰恰是相互制約的，因此需要做權衡分析。本文設計實現了一種2～18GHz的超寬帶接收機，采用超外差結構，具有寬頻帶、低噪音、大動態接收等特點。接收機噪音系數小于6.8dB，輸入三階截點值達到-3.6dBm，整個射頻帶寬內平坦度達到±2.5dB。

1 工作原理及分析設計

1.1 寬帶接收方案

在寬帶接收機總體方案設計中，頻率劃分尤為重要，合理的頻率選擇能夠避免高階交調分量落入帶內，并降低各級濾波器的設計難度。本文設計實現的接收機，由于輸入信號帶寬較寬，考慮首先將接收信號通過寬帶調諧器進行一次上變頻，調諧本振為Ka波段信號，二中頻頻點選擇在K波段，這需要一款寬頻帶、大動態的混頻器來實現。Ka波段的本振調諧信號由于遠離接收最高點信號18GHz，則鏡頻信號更容易抑制，即采用微帶低通濾波器就可以實現60dB的鏡頻抑制，且插入損耗較小。另外，該低通濾波器還能實現本振抑制，從而保證本振反向輻射指標。2-18GHz射頻信號經過一次變頻后，要通過一級帶通濾波器，濾除干擾信號后再進入二混頻器變頻至基帶頻率，一中頻信號再經過放大、濾波后輸出得到最終輸出信號。方案的原理框圖如圖1所示。

圖1 接收機原理框圖

1.2 關鍵指標分析

寬帶接收機的設計難點在于，由于寬帶混頻器的變頻損耗指標不佳，以及器件間匹配不良，往往平坦度指標難以實現，因此需要在射頻前級設立均衡器。

但利用均衡器對寬帶放大進行增益補償的同時，必將在接收前端引入較多的插入損耗。因此，需盡可能的降低噪音并提高前級增益，確保噪音系數滿足系統要求。但增益不能過高，還需保證較高的輸入三階截點值。兩個最簡單的公式就可以闡釋這一組矛盾，見公式（1）和公式（2）。

（2）

公式（1）反映了前級的高增益可以降低均衡器、濾波器以及混頻器對噪音的惡化影響。而公式（2）則表明，當后級輸出端口的OIP3確定之后，前級的增益越高，則IIP3就越小。在寬帶接收機的應用中，OIP3通常主要受寬帶混頻器的限制，因此需要合理的選取混頻器前的增益。

由于接收信號的帶寬達到了16GHz，為了滿足低噪音指標和輸入三階截點指標，必須選擇合適的寬帶放大器。根據指標要求進行方案規劃，此放大器需要在2～18Ghz頻帶范圍內實現噪音系數小于4dB，輸入三階截點大于-3dBm。同時必須在整個接收頻帶內增益平坦，滿足增益波動小于2dB的要求。盡管放大器在通帶內的變頻損耗平坦性滿足指標要求，但在實際設計中，還需充分考慮了放大器和混頻器的級間匹配對接收機整體的增益平坦性指標的影響。可減小走線、連接頭對寬帶級聯系統引入的適配分量，并通過一定的電路調試來實現平坦度要求。

為了同時滿足上述幾個關鍵指標，務必進行鏈路參數的權衡分配，優化方案。

本方案采用高增益的寬帶低噪放獲得了較好的噪音系數，在低噪放之后混頻器之前加濾波器和均衡器的方式，適當降低前級增益，保證了三階截點指標，同時利用均衡器一定程度的提高了增益平坦度，補償了混頻器輸入失配引入的增益波動。當然，還需要選擇大動態的低噪放和寬帶混頻器來保證三階截點指標。

2 單元電路設計

2.1 寬帶增益均衡器的仿真設計

微波增益均衡器的電路拓撲結構通常都是以單個的陷波器作為基礎。陷波器由R、L和C組成的一個簡單的串聯諧振電路，其頻率響應特性S21為：

（4）

根據（4）式和級數展開理論，任意響應的波形都可以用無數多的陷波器響應合成[3]。因此，可以把接地的串聯諧振電路作為基本單元結構，選擇適當的數量，并調節好每個單元中L、R、C的值，則可以逼近任意需要的均衡曲線。

根據實測的兩級低噪放級聯后的增益曲線，首先擬訂了增益均衡器的指標要求，高端信號要比低端信號的插損小4dB。采用五個諧振枝節微帶型增益均衡器模型設計電路初值，然后利用三維仿真軟件HFSS進行仿真優化。加工后的實測數據見下表。

表1 均衡器測試結果（單位：GHz、dB）

2.2 高抑制度波導濾波器實現

圖2 波導濾波器三維模型

由于對濾波器的插入損耗和帶外抑制提出了較高的要求，因此選用了體積相對較大的波導濾波器。通過調諧螺釘調節諧振單元的諧振頻率，實現窄帶濾波。中心頻率為K波段點頻，帶寬700MHz，插損1.5dB,偏離中心2GHz處抑制大于80dBc。濾波器三維結構圖見圖2所示，測試曲線見圖3所示。

圖3 波導濾波器測試曲線圖

3 測試結果

接收機的內部結構采用了模塊化設計，分別為低噪放模塊、均衡器模塊、混頻模塊、波導濾波器以及中頻放大模塊。其中低噪放和中頻放大模塊采用了微組裝工藝，利用金絲點焊將MMIC與微帶互聯，這樣可以避免器件封裝的寄生參數影響，適合于寬帶應用。

圖4 接收機實物照片圖

表2 接收機實測結果

4 結束語

本文通過合理的頻帶選擇、增益和噪音系數規劃，設計實現了一種2～18GHz頻段的超寬帶接收機，測試結果表明該接收機具有寬頻帶、低噪音以及大動態等特點。

[1]宋慶輝，王璇，譚承.18～40 GHz超寬帶小型化接收前端的仿真設計[J].無線電工程，2012，8（42）46.

[2]熊文毅.Ka頻段低噪音接收前端設計.[J]電訊技術，2011

[3]Jerzy Kampa，Krystyna Petrus.Microwave amplitude equalizer.Conferenceon Microwaves[J].Radar and Wireless Communications，2000：37-40.

TN713.5

A

1009-6434(2016)04-0047-02