諧振型橋式模塊化多電平開關電容變換器的新型控制策略研究

何良宗　程　琛　陳文薌

(廈門大學機電工程系　廈門　361005)

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諧振型橋式模塊化多電平開關電容變換器的新型控制策略研究

何良宗程琛陳文薌

(廈門大學機電工程系廈門361005)

在提出的一款諧振型橋式模塊化多電平開關電容變換器拓撲基礎上，提出了移相加PWM的控制策略。該控制策略實現了變換器高頻開關(MOSFET)的零電流、零電壓開關，并在保證變換器較高效率運行的基礎上，實現了變換器輸出電壓的可調性，解決了回路峰值電流過大或過小的問題。詳細分析了開關電容變換器高頻開關移相角與輸出電壓和回路峰值電流之間的關系，并通過仿真軟件SABER和硬件平臺對所述控制策略下的軟開關、輸出電壓、峰值電流特性進行了驗證，仿真結果與實驗結果均證實了上述結論。

開關電容變換器移相控制軟開關電壓調節峰值電流

0　引言

近年來，DC-DC變換器廣泛應用于蓄電池充電器、開關電源、航空航天、電動汽車和光伏發電、風力發電、燃料電池發電等[1-3]應用領域。開關電容變換器因不含儲能電感這一有別于傳統變換器的鮮明特征，成為當今能量變換器中的熱門候選[4-6]。

傳統的開關電容變換器采用硬開關操作，普遍存在輸入電流不連續、開關電流峰值大、di/dt過大導致的電磁干擾(EMI)等問題。輸出電壓一般通過基于開關回路等效阻抗的變占空比或輔以多相交錯控制來實現[7-10]，該方法本質上屬耗能型調節方式，影響變換器效率，且調節裕度有限[11，12]。為解決上述問題，人們提出了在開關電容變換器中實施軟開關(Soft-Switching)技術[13]，即諧振型開關電容變換器。文獻[14，15]提出通過分布式寄生電感與電容器進行諧振，向開關裝置提供零電流過渡，但未實現輸出電壓的閉環調節。

此后針對諧振型開關電容變換器的研究，有學者主張通過變開關頻率來實現輸出電壓調節，即控制開關頻率低于諧振頻率，使得變換器工作在準諧振模式下，開關頻率越低，功率輸出能力降低，從而達到輸出電壓調節的目的[16，17]。由于開關頻率低于諧振頻率，其調節能力與傳遞的功率密度受到限制。

此外，變換器回路中存在諧振電感與諧振電容振蕩，儲能電容充放電的過程，回路電流的峰值會受到電路開關管電流應力的限制，因而有必要對回路峰值電流特性進行研究，便于合理的設計回路峰值電流。文獻[18]將開關的占空比固定為50%，確保回路電流較小以達成降低傳導損耗的目的，輸出開關工作模式，不具有輸出電壓調節特性。

橋式模塊化多電平開關電容變換器是近期被提出的一款新型開關電容變換器[19]，其在器件成本、輸出阻抗、輸出電壓紋波等方面相對于其他類型變換器存在拓撲上的優勢[20-24]，但該變換器僅實現了50%占空比下的開環控制，尚未實現輸出電壓的調控，通過進一步改進控制策略挖掘其在調控性能上的潛力對其推廣應用具有重要意義。

本文基于諧振型橋式模塊化多電平開關電容變換器拓撲提出了一種新型的移相加PWM的控制策略，并就該控制策略下變換器的軟開關特性、輸出電壓特性、回路峰值電流特性進行了研究，通過計算得出了變換器開關移相角與輸出電壓和回路峰值電流之間的關系，并建立SABER仿真模型和硬件平臺對理論推導進行驗證，實現了該款開關電容變換器的軟開關和輸出電壓可調，并為峰值電流的合理設置提供了依據。

1　開關電容變換器操作原理

1.1開關電容變換器拓撲結構

一款新型的橋式模塊化諧振型開關電容變換器如圖1所示。該開關電容變換器由一個H橋、一個諧振電感、4個電容和4個二極管構成。其中H橋的4個開關S1～S4選用MOSFET器件，電路分布電感Lr分別與電容C1a、C1b串聯組成諧振單元，電容C2a、C2b為儲能電容。

圖1　新型開關電容變換器拓撲Fig.1　A novel switched capacitor converter topology

1.2開關電容變換器控制策略

所述開關電容變換器在S1～S4的控制下分4個階段運行，圖2為開關驅動信號波形。由圖2可知，S1、S2的驅動信號是占空比固定為50%，相位差為180°的PWM波。S1與S4、S2與S3的驅動信號導通相位相同，S3、S4占空比相等且小于50%，并保持180°相位差。通過改變開關S3和S4超前于S1和S2的關斷相位，即移相角θ，可調節輸出電壓Uo的大小。

圖2　開關驅動信號Fig.2　Switching sequence of the converter

1.3開關電容變換器工作模態分析

圖3　移相控制下的開關電容變換器的等效電路Fig.3　Equivalent circuits of the switched capacitor converter with phase shift control

模態Ⅰ[t0-t1]： 此時S1、S4零電流導通，S2、S3關斷，開關電容變換器含有兩條回路，如圖3a所示，電源Vin與諧振電容C1a、諧振電感Lr、開關S4構成回路，Vin對C1a充電；電源Vin與開關S1、儲能電容C2b、諧振電容C1b、諧振電感Lr、開關S4構成回路，Vin、C1b對C2b充電。

令t0=0， 在t∈[0,t1)時，有狀態方程

(1)

模態Ⅱ[t1-t2]： 如圖3b所示，僅開關S1導通。在t1時刻，S4關斷，此時流過電感Lr的電流不為零，通過MOS管S3自帶的二極管進行續流。于是iLr繼續向諧振電容C1a充電，直至電流iLr降為零，諧振電容C1a充電至最大值。

(2)

模態Ⅲ[t2-t3]： S2、S3零電流導通，S1、S4關斷，開關電容變換器含有兩條回路，如圖3c所示。圖中電源Vin與開關S3、諧振電容C1b、諧振電感Lr構成回路，其中Vin對C1b充電；Vin與開關S3、諧振電感Lr、諧振電容C1a、儲能電容C2a、開關S2構成回路，Vin與C1a對C2a充電。

(3)

模態Ⅳ[t3-t4]： 如圖3d所示，僅開關S2導通。在t3時刻，S3關斷，此時流過電感Lr的電流不為零，通過MOS管S4自帶的二極管進行續流。于是iLr繼續向諧振電容C1b充電，直至電流iLr降為零，諧振電容C1b充電至最大值。

即在t∈[t3,T)時，有狀態方程

(4)

1.4開關電容變換器工作原理分析

(5)

由于t1時刻電容電壓與回路電流不會發生突變，將t=t1代入式(5)，可得模態Ⅱ[t1-t2]的邊界條件為

(6)

將式(6)代入模態Ⅱ狀態方程(2)得

(7)

式中

(8)

(9)

模態Ⅲ[t2-t3]下，有邊界條件

(10)

(11)

模態Ⅳ下，即在t∈[t3,T)時，由模態Ⅱ與模態Ⅳ回路電流對稱可得，電容電壓VC1a、回路電流iLr可表示為

(12)

對儲能電容C2a作電容安秒平衡分析(在平衡時，一個開關周期內電容電流對時間的積分為零)可知

(13)

整理得

(14)

由于t3時刻電容電壓不會發生突變，將式(12)代入式(11)可得

(15)

整理得諧振電容電壓的最大值與最小值分別為

(16)

由于模態Ⅰ與模態Ⅲ電路對稱，可知模態Ⅰ回路電流幅值與模態Ⅲ回路電流幅值相等，由式(5)、式(11)可知

(17)

將式(16)代入式(17)，整理可得輸出電壓Vo與移相角θ(θ=π-ωt1)的關系如式(18)所示，電壓比(Vo/Vin)如圖4所示。

(18)

圖4　電壓比與移相角關系Fig.4　Relation of ratio of voltage and switching phase

對以上計算進行整理，可得回路電流與移相角的關系為

iLr=

(19)

經由計算可知，開關電容變換器電路器件參數不變時，改變開關S3、S4與S1、S2的驅動信號移相角θ，可實現開關電容變換器輸出電壓Vo的可調性，并將諧振下的回路峰值電流iLr限制在適當范圍內。

2　軟開關的設計實現

圖5為開關電容變換器開關變換過程中，回路電流iLr與開關S3、S4的漏-源電壓VS3_DS、VS4_DS的波形。

圖5　回路電流與開關電壓波形Fig.5　Voltage and current waveforms of the switching devices with soft-switching operation

由圖5可知，開關S1～S4閉合時，回路電流iLr均為0，開關S1、S2斷開時，回路電流iLr也為零，即開關S1～S4均實現零電流導通，開關S1、S2實現零電流關斷。另開關S3、S4斷開時，S3、S4的漏-源電壓VS3_DS、VS4_DS均為零，即開關S3、S4實現零電壓關斷。

零電流開關可由式(9)、式(12)得出。

零電壓開關分析如下：移相控制策略應用MOSFET寄生輸出電容Coss實現變換器的零電壓關斷。零電壓開關作用于電路模態Ⅱ中狀態b、狀態c與模態Ⅳ中狀態e、狀態f，等效電路如圖6所示。

圖6　零電壓開關等效電路Fig.6　Equivalent circuits of the switched capacitor converter in ZVS

圖6b中，由狀態a轉向狀態b時，開關S1保持導通，S4關斷，原本流經S4的電流被阻斷，轉而向S4的寄生輸出電容CS4_oss充電，在CS4_oss的作用下，S4的漏-源電壓VS4_DS的電壓上升率減小，實現了開關S4的零電壓關斷。狀態b向狀態c轉換過程中，開關S3的寄生輸出電容CS3_oss向諧振電容C1a放電，漏-源電壓VS3_DS下降為0，S3內部的續流二極管導通，如圖6c所示，即狀態d向狀態e轉換時，S3在實現零電流導通的同時具備實現零電壓導通的條件。

圖6e中，由狀態e轉向狀態f時，開關S2保持導通，S3關斷，原本流經S3的電流被阻斷，轉而向S3的寄生輸出電容CS3_oss充電，S3實現零電壓關斷。狀態f向狀態g轉換過程中，開關S4的寄生輸出電容CS4_oss向諧振電容C1b放電，VS4_DS下降為0，S4內部續流二極管導通，如圖6f所示，即狀態g向狀態a轉換時，S4在實現零電流導通的同時具備實現零電壓導通的條件。

3　仿真與實驗驗證

3.1輸出電壓與電路控制特性驗證

基于圖1給出的橋式模塊化開關電容變換器，以Saber仿真軟件為平臺搭建仿真模型，對開關電容變換器控制策略下的輸出電壓、回路峰值電流特性進行了仿真。

電路中各項參數為：開關頻率fs=200 kHz，諧振電感Lr=0.128 μH，諧振電容C1a=C1b=2 μF，儲能電容C2a=C2b=20 μF，負載電阻R=50 Ω。

設置輸入電壓Vin=15 V，移相角θ=0°、θ=15°、θ=30°、θ=45°、θ=60°時輸出電壓Vo和回路峰值電流iLr仿真波形如圖7所示。

圖7　輸出電壓和回路峰值電流仿真波形Fig.7　Characteristics of output voltage and peak current

基于圖1,本文建立了開關電容變換器硬件平臺，開關管選用IRF3205，二極管選用MBR6045，開關頻率、諧振電感、諧振電容等電路參數同仿真參數。輸入電壓Vin=15 V，負載電阻R=100 Ω時，改變移相角θ，輸出電壓Vo和回路峰值電流iLr變化如圖8所示。由此可知計算結果與Saber仿真數據、試驗測量數據基本一致，上文對移相角θ與輸出電壓Vo、回路峰值電流iLr的特性分析方法與公式推導正確。

圖8　輸出電壓和回路峰值電流特性Fig.8　Characteristics of output voltage and peak current

根據輸出電壓Vo與移相角θ的關系，本文采用DSP F28335制作閉環反饋環節。變換器輸出電壓經由采樣電路模塊轉換后輸入DSP的模數(A-D)轉換模塊，取每10個采樣數據的平均值進行PID運算，將計算值與ePWM模塊的PWM占空比相加以更新PWM的輸出，依此循環實現閉環反饋控制。

開關電容變換器的閉環控制特性如圖9所示。圖9a為負載電阻R不變的情況下輸入電壓Vin與移相角θ的關系。圖9b為樣機在55 W運行時并入30 Ω負載電阻后功率上升至110 W的輸出動態調節波形，由圖可知，負載增大時，輸出電壓幅值變化約2～3 V，并在很短時間內穩定。圖9c為樣機在110 W穩定運行時斷開并聯的30 Ω負載電阻后功率下降至55 W的輸出動態調節波形，由圖可知，負載減小時，輸出電壓幅值變化不超過5 V，并在3 ms內恢復穩定。圖9d為輸入電壓Vin不變的情況下改變負載電阻R，得出的變換器輸出功率Po與工作效率η的關系。

圖9　開關電容變換器閉環控制特性Fig.9　Characteristics of switched capacitor converter with closed-loop control

由以上實驗可知，輸出電壓Vo在輸入電壓Vin或負載擾動的情況下能夠保持穩定，移相控制效果顯著。且能夠保持較高的工作效率，峰值效率達到94.1%。

3.2軟開關特性驗證

圖10　軟開關波形Fig.10　Waveforms of soft-switching

沿用3.1節的Saber仿真模型觀察開關閉合和斷開時回路電流iLr與開關兩端電壓US3_DS和US4_DS的變化情況，圖10a為iLr、US3_DS、US4_DS的仿真波形。圖10b和圖10c分別為零電流開關與零電壓開關的實驗波形。上述實驗波形證實了本文提出的移相控制方法可實現開關S1、S2的零電流開關和S3、S4的零電壓開關。

4　結論

本文為諧振型橋式模塊化多電平開關電容變換器提出了一種新型的移相加PWM的控制策略，在該控制策略下不僅實現了變換器開關的零電流、零電壓開關，并且在保證變換器較高效率運行的基礎上，實現了變換器輸出電壓的可調性，解決了回路峰值電流過大或過小的問題。峰值效率達到94.1%，并能實現2～4倍的輸出電壓調節。仿真與實驗結果都充分證明了這種控制策略具備優良的調節功能，本研究拓展了該開關電容變換器的應用范圍。

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The Novel Control Strategy Research on Resonant Bridge Modular Switched-Capacitor Converter

He LiangzongCheng ChenChen Wenxiang

(Department of Mechanical and Electrical EngineeringXiamen UniversityXiamen361005China)

This paper presents a phase shift plus PWM control strategy for the novel resonant bridge modular multilevel switched-capacitor converter.The proposed method ensures that almost all switching devices keep zero current switching or zero voltage switching，which achieves a high system efficiency.Meanwhile，the output voltage is regulated and the loop peak current is limited in a proper range.The impacts of the switching phase of metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOSFETs) on both the output voltage and the loop peak current are deduced，respectively.By means of simulation software Saber and hardware platform，the proposed characteristics of soft switching，output voltage，and peak current are verified well.

Switched-capacitor converter，phase shift control，soft-switching，voltage regulation，peak current

2015-04-15改稿日期2015-07-17

TM46

何良宗男，1984年生，博士，助理教授，研究方向為微網與新能源發電技術，無線能量傳輸技術，開關電容變換器，Z-source變換器。

E-mail：hlz190213@163.com

程琛女，1993年生，碩士研究生，研究方向為開關電容變換器。

E-mail：chengchen_xmu@hotmail.com(通信作者)

國家自然科學基金(61671400)、中央高校基本科研業務費(20720150088)、廣東省自然科學基金(2016A030313657)、福建省科技計劃項目(2014H6026)和福建省自然科學基金(2015J201274)資助。