基于振動能量采集器的無源無線傳感節點技術研究*

李夢陽，董　川，唐翹楚，徐大誠*，李昕欣，

（1.蘇州大學電子信息學院微納傳感技術研究中心，江蘇蘇州215100；2.中國科學院上海微系統與信息技術研究所傳感技術聯合國家重點實驗室，上海200050）

基于振動能量采集器的無源無線傳感節點技術研究*

李夢陽1，董川1，唐翹楚2，徐大誠1*，李昕欣1，2

（1.蘇州大學電子信息學院微納傳感技術研究中心，江蘇蘇州215100；2.中國科學院上海微系統與信息技術研究所傳感技術聯合國家重點實驗室，上海200050）

隨著以MEMS技術為依托，結合壓電效應的振動能量采集技術的日臻完善，如何利用振動能量采集器構成高效的無源無線傳感節點成為近期研究熱點，而能量采集器輸出的電能儲存控制和低功耗發射技術是實現該節點的難點。在設計出對儲能電容電壓具有雙閾值檢測與控制功能的低功耗電路基礎上，給出了一種自報警、無源無線低功耗傳感節點。實驗表明，在頻率52 Hz正弦振動、振動加速度幅值為5 gn激勵下，經過125 s的能量儲存，節點能夠以+10 dBm功率在16 ms內完成發射及無線報警，發射距離可達1.31 km。該節點構成的無線傳感網絡可廣泛應用于石油管線、橋梁和軍事偵察等外部供電極度受限環境的現場監控等用途。

自供電；無線傳感節點；振動能量采集器；電源管理電路；雙閾值檢測；低功耗發射

無線無源自報警傳感節點在軍事偵察、石油管線和橋梁安全監測等領域有著廣泛的應用價值［1-3］，它可以解決環境供電極度受限和監測節點分布廣泛等難題，也可以廣泛應用于建筑安全監測、城市安防等領域［4-6］。對于無線無源傳感節點而言，其關鍵問題是如何解決環境中的能量轉換為電能的問題和微弱能量下實時傳送監測信息的技術［7-9］。法國CEA中心Boisseau等［10］提出了一種自啟動電源管理電路以實現能量采集器為電源的傳感節點，南安普頓大學Beeby等［11］利用所設計的冷啟動電路實現具有檢測環境狀況的傳感節點，重慶大學溫志渝等［12］通過分析功率調節電路，研究利用壓電發電機對傳感節點供電，實現對機械故障診斷的無線檢測應用。

本文在分析以上文獻報道的基礎上，設計了一種低功耗、啟動時間短和高效的無線傳感節點。該節點由能量采集器、儲能電容、電源控制電路及以CC1110為核心的低功耗發射電路等組成。可廣泛應用于傳感網及物聯網領域的安全監控場合。

1　振動能量采集器

基于壓電效應的振動能量采集器能夠將環境振動機械能轉換為電能，圖1給出了一種懸臂梁結構的振動能量采集器。壓電材料粘貼在懸臂梁的基板上構成上下電極，在懸臂梁自由端固定質量塊以降低諧振頻率。當壓電材料形變時上下兩個表面所受應力相異，根據壓電效應，其表面將產生極性相反的電荷，進而上下電極產生電勢差，實現機械振動能量轉換為電能的功能，利用整流電路可將該電能儲存到儲能電容。

圖1　壓電懸臂梁結構

當壓電材料所受應力方向與產生電場方向垂直時，壓電方程可寫作［13］：

則壓電材料表面電極收集到的電荷可表示為：

其中A為壓電層面積，D3和E3為3方向電位移和電場，E3是壓電材料內部電場，b為懸臂梁結構的寬度，L是壓電材料的長度，l0、l1是壓電材料首末位置在1方向上的位置坐標。壓電材料表面有電極層覆蓋，上下表面可以認為是等勢的。壓電材料內部電場E3可表示為：

其中Δ是壓電材料厚度，對于厚度均勻的壓電材料，當懸臂梁厚度為h時，根據懸臂梁結構基本方程［14］，聯合式（1）、式（2），可得懸臂梁壓電層上產生的總電荷量Q：

假設懸臂梁以頻率ω振動，其電流與電荷關系有：

當接入電阻值為R的阻性負載時，由式（4）、式（5）可得負載兩端電壓V：

2　低功耗儲能電容監測與控制電路設計

能量采集器輸出電流十分微弱，一般為μA數量級，且輸出電壓在一定范圍內波動，儲能電容的充電速率較慢，且負載通常需要在額定工作電壓后才能正常運行，因此儲能電容無法直接為后端負載供電。這就要求在儲能電容與負載之間設計控制電路對儲能電容電量的儲存加以監測與控制以確保負載穩定工作。

2.1儲能電容控制電路

基于以上問題，控制電路必須具有監測儲能電容電壓變化和開關控制功能，在檢測電容電壓未達到負載所需電壓前，控制電路關斷儲能電容與后續電路的連接，避免不必要的能量消耗，當儲能電容充電至開啟閾值時，再為負載供電；為了有效驅動射頻電路，控制電路還應具有高輸出功率、盡量低的靜態功耗的特點。圖2是儲能電容有無控制電路的供電特性圖，從圖中可以看出未加控制電路時，儲能電容電壓被“鉗制”一定幅值不再增加。

圖2　電容供電特性圖

2.2雙閾值控制電路的設計

如圖3所示，本文設計了一種具有雙閾值檢測特性的控制電路，電路由電壓檢測芯片、二極管及開關MOS管網絡組成。該電路自動檢測兩個閾值電壓，即較高的開啟電壓VON和較低的關斷電壓VOFF。

圖3　控制電路結構圖

分析控制電路的具體工作過程可知，電路可分為四種工作狀態。

①關斷狀態。當輸入電壓VIN在上升過程中低于XC61H的閾值時，A點輸出低電平，M3導通，拉高M1柵極電位使其處于關斷狀態，XC61L輸入為零，B輸出低電平，M5導通，M2關斷。此時，M7、M8都處于關斷狀態，M8源漏未形成導電溝道，電路實現關斷，開關電路輸出低電平。即：VOUT=0

②開啟狀態。當輸入電壓VIN大于XC61H的閾值時，A點輸出高電平，M4導通，拉低M1柵極電位使其導通，XC61L輸出電壓等于輸入電壓VIN，B輸出高電平，M7、M6、M2導通。M7導通后將拉低M8柵極電位，使M8導通，電路實現開啟且輸出電壓跟隨輸入電壓變化，開關電路輸出高電平。即：VOUT=VIN

③反饋狀態。當開關電路開啟后接通負載，傳感節點上電工作導致電容電壓下降，在輸入電壓從高于XC61H的閾值下降至XC61L的閾值過程中。當A點輸出低電平時，M3導通，M1、M4關斷。但由于B點輸出高電平，M6、M2處于導通狀態，形成反饋回路，使B電位與輸入端電壓相同，輸出高電平，M7、M8保持導通狀態，輸出仍電壓跟隨電壓變化。即：VOUT=VIN。

④等待狀態。當輸入電壓低于XC61L的閾值時，B點輸出低電平，M2、M7、M8關斷，電路關斷。即：VOUT=0。

2.3控制電路性能測試與分析

當電壓檢測芯片選用XC61CC3202MR、XC61L選用XC61CC1602MR、PMOS選用SI2305、NMOS選用SI2302時，控制電路的輸出特性如圖4所示。當電容電壓從0 V增長值3.2 V時，控制電路輸出為0；當電壓大于3.2 V時，控制電路輸出跟隨輸入變化，增長至3.8 V后下降；當電容電壓下降至1.6 V時，輸出電壓變為0，驗證了電路的滯回跟隨特性。

圖4　電路控制性能測試結果

控制電路最大可輸出電流IOUT的是MOS管M8能承受的額定電流。當PMOS管M8導通處于穩態時，電流連續通過器件，所選用MOS管最大可流過5 A電流，足以達到現有射頻電路的發射要求。

控制電路的輸出延時是M7和M8的上升翻轉延時時間之和，實驗值小于10 μs，遠小于芯片上電復位的最小延時間。如圖5所示，控制電路的漏電流隨電容電壓增加而增加，最大約為0.7 μA，計算可得平均靜態功耗為0.6125 μW。外接負載時，由于MOSFET并不是理想器件，控制電路導通時的電能損耗與負載電流IOUT有關，即PMOS管M9的導通損耗PS。

圖5　控制電路漏電流

與單一閾值冷啟動開關電路［10］相比，本文所設計的控制電路具有雙閾值檢測及滯回跟隨特性，電路自動檢測電容電壓變化，其功耗低，驅動大功率負載時不受能量采集器輸出功率限制，更適用于自供電傳感節點系統。

3　無線無源自報警傳感節點設計

本文所設計的無線傳感節點系統的組成框圖如圖6所示，它由振動能量采集器、整流電路、儲能電容、儲能控制電路和發射單元等組成。當環境周圍出現振動狀況，如輸油管道遭到鉆孔破壞，振動能量采集器將機械能轉換為電能，通過整流電路把交流電轉換為直流，并儲存在儲能電容中，控制電路自動檢測儲能電容電壓的增長即振動量的積累，當振動產生能量達到一定閾值時，控制電路驅動電容為射頻電路供電，發射報警信號并引起振動的事件信息發送給接收端，系統實現了對環境中異常振動檢測的自報警功能。

圖6　無源無線傳感節點系統框圖

本文所設計的傳感節點以CC1110無線微控制器芯片為核心，TI公司的CC1110芯片是一種包含了射頻單元的單芯片無線傳感器模塊，內嵌了加強型51內核單片機，8通道8～14bitA/D轉換器、位定時器、串口及多個IO接口。芯片功耗極低，工作電壓范圍1.8 V～3.6 V；可用頻率范圍為300 MHz～348 MHz，391～464MHz和782～928MHz的ISM波段，最大輸出功率可達+10dBm。如圖7所示為CC1110外圍電路圖，其發射電路基于RF頻率的直接合成DDS原理實現，當MOD_FORMAT置0時CC1110 以FSK調制方式將射頻信號放大之后通過天線發射出去，發射過程中最大電流約為33.5 mA。

圖7　CC1110應用電路圖

本文所設計自供電無線傳感節點將射頻芯片配置為上電啟動后的連續發射模式，即只要儲能電容有充足能量，CC1110會持續發射信號。假設一次發射的能量為Et，當控制電路檢測儲能單元上電壓滯回跟隨區間為VON至VOFF時，則儲能單元C至少需要滿足：

選擇儲能單元時，由于寄生串聯電阻較大mF級超級電容存在約為十幾微安的漏電流，能量采集器的充電電流大部分被電容漏電流消耗，極大降低節點工作效率。而鉭電容的漏電流小且容值也能滿足系統要求，因此本文選用兩個并聯的470 μF的鉭電容作為儲能單元。當開關電路的滯回跟隨區間為3.5 V～1.8 V時，控制電路控制儲能電容為傳感節點提供4.23 mJ的能量。

4　測試結果

基于振動能量采集器的無線無源自報警傳感網節點系統的性能測試方案如圖8所示。函數發生器（KEYSIGHT-33500B）產生頻率為能量采集器諧振頻率的正弦波信號，此信號經功率放大器（YE5872A）放大后驅動激振臺（JZK-10）振動，粘附于激振臺夾具上的振動能量采集器把振動能轉化為電能為本節點供電；在此過程中示波器（Agilent-DSO-X-2024A）顯示儲能電容的電壓變化；數據采集卡（NI-USB-6351）用以記錄供給射頻單元的電壓、電流數據，以及控制電路自身的耗能數據；加速度傳感器（ADXL-345）是激振臺的反饋回路加速度值測量器件，以實現激振臺在設定的加速度值下穩定工作。

圖8　無源無線自報警傳感節點測試系統圖及實物圖

為了模擬石油管道受到錘鉆或打擊時的振動狀況［15］，并考慮到能量采集器的諧振頻率，實驗采用52 Hz、加速度幅值5 gn的振動激勵。此時，振動能量采集器儲能電容的電壓變化如圖9（a）所示，9（b）圖是射頻單元工作電壓波形圖。從圖中可以看出，儲能電容電壓從0 V充到3.5 V時，所用充電時間是125 s，可計算得能量采集器的平均輸出功率為46.06 μW。當控制電路檢測儲能電容電壓達到3.5 V時，儲能電容通過控制電路導通給射頻單元供電，驅動射頻電路工作并發射射頻信號；當儲能電容電壓下降至1.8 V時，控制電路關斷供電，等待儲能電容充電再次達到開啟電壓。再次充電時間約為100 s，小于第一次充電用時，這是由控制電路的雙閾值檢測特性實現，在電壓小于1.8 V時關斷負載，儲存1.8 V以下未使用能量達到快速啟動節點的目的。

圖9　儲能電容及傳感節點電壓

自供電傳感節點射頻單元消耗電流變化如圖10所示，由于CC1110內部CPU上電啟動產生約 70 mA的電流，電壓為 3.5 V持續時間約為2 ms，消耗能量約為0.490 mJ。而啟動后的發射狀態實際消耗電流約為 31 mA，所用時間約為16 ms，此時發射電路消耗1.587 mJ的能量，2 ms后再次發射信號；由于節點能量不足以完成一次發射，在210.996 s后的發射未成功。由公式9計算可得，發射過程中控制電路的導通時實際損耗能量約為1.137 μJ，平均靜態損耗約為61.25 μJ。從圖9和圖10中可以看出，傳感節點只有在啟動和發射信息時消耗較高的電壓和電流而在大部分時間內保持低電源電壓以進一步降低節點控制電路的導通損耗。

圖10　傳感節點電流示意圖

發射距離測算：在實際應用中，通信距離是傳感節點的重要指標。根據無線通信原理，自由空間無線通信距離Dis與發射功率Pt、接收靈敏度Pr、天線增益G和工作頻率F有關［16］：

綜上，傳感節點的通信距離Dis為：

本文所設計的自供電傳感節點無線發射電路的參數如表1所示，在大氣、遮擋等造成的路徑損耗為30 dB的典型情況下，根據公式13算得通信距離約為1.38 km。實際應用中路徑損耗由環境狀況決定。

表1　無線發射電路參數

現場性能測試考慮到各種條件的限制，選擇在一個湖面的兩岸進行。此時，雖然與石油管線分布等場景有一定差異，但測試結果還是能夠基本反映該節點的自發電效率和無線發射能力。測試結果表明，本節點無誤碼可靠發射距離可達1.31 km。

對于自供電、自報警傳感節點而言，節點的等待時間及發射性能是其重要參考指標。本文所設計節點的等待時間為125 s，發射距離可達1.31 km，相較于文獻［11］中的節點720 s等待時間和20 m的發射距離有很大提高。

5　結論

本文設計了一種基于振動能量采集器的無線無源自報警傳感節點。該節點在利用壓電效應的振動能量采集器產生電能，將能量采集器輸出的電能儲存于儲能電容，并通過雙閾值、低功耗電壓監測與控制電路實現了射頻電路高效供電。實驗表明，在頻率為52 Hz、加速度幅值5 gn的振動下，節點在125 s的等待時間下通過雙閾值電源管理電路，在雙閾值區間為3.5 V～1.8 V內，驅動傳感節點以+10 dBm發射功率將9字節數據包完整發送，發射距離可達1.3 km以上，節點發射1次報警信號所需1.6 mJ能量。利用所設計的雙閾值管理電路，節點具有等待時間短，發射距離遠等特點，這樣的自供電傳感報警節點在石油管道防入侵，邊境圍欄監控等外部能源供給極度受限的領域具有重要的應用價值。

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李夢陽（1989-），男，漢族，碩士研究生，主要研究方向為自供電傳感節點設計，limym@foxmail.com；

徐大誠（1963-），男，漢族，教授，主要研究方向為MEMS傳感器信號處理技術研究，xudacheng@suda.edu.cn；

李昕欣（1965-），男，漢族，研究員、傳感技術國家重點實驗室主任，主要研究方向為微機電系統及微納傳感器，xxli@ mail.sim.ac.cn。

Research of Self-Powered Wireless Sensing Node Based on Vibration Energy Harvester*

LI Mengyang1，DONG Chuan1，Tang Qiaochu2，XU Dacheng1*，LI Xinxin1，2
（1.Micro-Nano Sensor Technology Research Center，Soochow University，Suzhou Jiangsu 215100，China；2.State Key Laboratory of Transducer Technology，Shanghai Institute of Microsystem and Information Technology，Chinese Academy of Sciences，Shanghai 200050，China）

With the development of MEMS technology and the improvement of vibration energy harvester based on piezoelectric effect，how to use vibration energy harvester to power the sensor node has become the focus of current research，how to control the of stored energyand low power emission technology are the research difficulties.A power management circuit is proposed to realize fully self-powered wireless sensor node.The circuit can autonomous monitor two threshold-voltages with an ultra-low power consumption.Test results showed that excited by 5 gnsinusoidal acceleration at 52 Hz，after 125 seconds of energy storage the sensor node can wireless send a signal with a maximum transmitting power of+10 dBm within 16ms，the transmission distance can be 1.31 kilometers.The wireless sensor network can be widely used in applications like pipelines/bridges security surveillance，military reconnaissance and other onsite monitoring circumstances when the external power supply is extremely limited.

self-powered；wireless sensor node；energy harvester；power management circuit；double threshold detection；low power consumption

TP212

A

1004-1699（2016）08-1260-07?

EEACC：7230 811010.3969/j.issn.1004-1699.2016.08.023

項目來源：傳感技術聯合國家重點實驗室基金項目（SKT1403）

2015-12-01修改日期：2016-04-04