帶有自偏置功能的高性能帶隙基準源電路

趙嘉斌

【摘 要】本文采用HLMC 55LP工藝，設計了一個輸入范圍1.6V-3.3V，輸出范圍為1.2V±2%的BGR（帶隙基準源）。本文首先介紹BGR的工作原理，同時著重介紹本設計中所使用的新的設計方法及其優勢。本次設計經過前后仿驗證，得到高的輸出精度。

【關鍵詞】BGR（帶隙基準源）；環路補償；自偏置；Trimming（修調）

1 介紹

模擬電路中廣泛地包含電壓基準（reference voltage）和電流基準（current reference）。在數/模轉換器、模/數轉換器等電路中，基準電壓的精度直接決定著這些電路的性能。這種基準應該與電源和工藝參數的關系很小，但是與溫度的關系是確定的。在大多數應用中，所要求的溫度關系通常分為與絕對溫度成正比（PTAT）和與溫度無關2種。而目前主流的基準源都是采用后者，即與溫度無關。本設計就是設計一個不受溫度影響的輸出精度高的基準源。

2 基本原理

由于大多數工藝參數和溫度有關，因此，和溫度無關，即和工藝無關。利用PN結二極管的基極-發射結正向電壓，具有負溫度系數；而不同電流密度下的二個PN結二極管的基極-發射極正向電壓之差，具有正溫度系數；將兩個具有正溫度系數和負溫度系數的量加權相加，則得到量顯示零溫度系數。輸出電壓公式為：

VREF=VBE+KVT（1）

3 負溫度系數電壓的產生

4 正溫度系數電壓的產生

兩個三極管工作在不同的電流密度下，它們的基極-發射極電壓的差值與絕對溫度成正比。如果兩個同樣的三極管（IS1=IS2），偏置的集電極電流分別為nI0和I0，并忽略他們的基極電流，那么：

5 一階溫度補償帶隙基準源

將正、負溫度系數的電壓加權相加，就可以得到一個近似與溫度無關的基準電壓。常見的一階可調基準源電路如圖1所示。

式中：N為Q2與Q1的發射結面積之比，式（4）中第一項具有負的溫度系數，第二項具有正、負溫度系數，合理設計R0與R1的比值和N的值，就可以得到在某一溫度下的零溫度系數的一階基準電壓。式（5）中方括號內是約為1.25 V的一階溫度無關基準電壓，通過調節R2/R0的比值，可以得到不同大小的基準電壓。

6 電路結構及原理分析

本設計中使用了新的電路結構和新的設計方法，比如使用了新的啟動電路結構，自偏置電路結構和源極負反饋補償的方法。圖2為本文設計的BGR基本電路圖，包含A啟動電路、B運放電路及反饋電路、C帶隙核心電路。

其中圖2 中由PM8，PM9，NM4組成了本設計的啟動電路部分；由PM1，PM2，PM5，PM6，NM1，NM2，NM3組成了二級運放電路部分；由PM3，PM7，PM4，Q1，Q2，R1，R2，R3，R4組成帶隙核心電路。同時通過PM1，PM2，PM3，PM7組成的鏡像，運放的偏置電流由帶隙基準主體電路提供，將之稱為自偏置帶隙基準電路。

7 啟動電路

在電源上電的過程中，NM4逐漸開啟，使PM9的柵電壓為低電壓。PM9開啟，將VN拉至電源電壓。NM3開啟，產生偏置電流，使得運放和帶隙基準主體開始工作。這是以自偏置的帶隙基準為例。

整個帶隙基準電路正常工作之后，PM8鏡像PM2的電流，該電流在NM4上產生電壓，當該電壓大于電源電壓減去PM9的閾值電壓時，PM9關閉，啟動電路不再對主體電路產生影響。

當帶隙基準電路因為某種情況進入小電流工作的簡并狀態時，PM8鏡像到的電流將減小，此時NM4上的電壓下降，PM9開啟，VN點電壓上升，NM3開啟，產生偏置電流使得運放和帶隙基準主體開始工作。

從本設計中可以看到，當運放采用帶隙基準主體電路提供偏置電流（自偏置）的時候，本項目的啟動電路可以同時使得運放和帶隙基準主體開始工作，可加快電路的啟動過程。啟動電路是否工作是通過鏡像工作電流的方式，相比常用的啟動電路方式（如檢測三級管上的電壓，通常是與MOS管閾值電壓作比較）更加簡單，更加可靠。

8 運放

本設計中使用的運放是簡單的二級運放結構，但是同時使用了自偏置的的結構，如圖2中B部分的電路。

當啟動電路開啟時，通過VN點使運放NM3 的柵極電壓增大，使NM3開通，然后運放通過PM2形成的自偏置環路開始自啟工作。這樣設計省去了傳統設計中的偏置電流產生電路，很大程度上減小了電路功耗。

9 帶隙核心電路

當運放穩定后，通過反饋使其輸入電壓相等，使得VB1=VB2=VBE，此時PM3、PM4、PM7產生鏡像比例電流，流過R1的電流是PTAT電流，它加到了一個VBE/R3 的電流上，此時通過電流鏡像，使得PM3 得到了最終的輸出電流，電阻R4決定了輸出電壓VBGH。

而在本設計中加入了新的思想，消除mismatch帶來的影響，如圖3本設計中具有源極負反饋補償方法的帶隙基準核心電路。

此電路由PM2、PM3等2個MOS管，和R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8等8個電阻，以及兩個pnp型的BJT：Q1、Q2和一個運放AMP組成。其中PM2、PM3組成的電流鏡像電路；R7、R8組成源極反饋電路，R5，R6組成電壓補償電路。

在BGR的設計中，很多單元 對其功能有一定的影響，其中電流鏡的管的匹配影響對電路功能影響很大。

在圖3的電路中我們添的R5 和R6 兩個電阻是為了降低Mos管vds的影響，因為，如圖PM2和PM3組成的電流鏡單元，這兩個管子的匹配對電路有很大的影響。當沒有R6和R5兩個電阻，那么我們會發現PM2和PM3的VDS相差很大，因為它們的源極基本上是接到VDD，而PM2漏極電壓在600mV左右，而PM3的漏極電壓穩定在1.2V左右，所以兩個管子的VDS相差很大，會造成很高的匹配影響，為了降低其影響，我們添加了R6和R5兩個電阻，來保證PM2和PM3的VDS接近，消弱VDS帶來的影響。

為了進一步降低VDS和減小電流鏡的匹配誤差，我們添加了R8和R9，這樣以R8和R9分別對兩路電流鏡形成了源極負反饋，當加入兩個電阻時 ，隨著PM2基極電壓增加，其電流ID也增加，那么電阻的壓降同時增加，那么其VDS也相對減小。這樣就減小了電流鏡電流偏差對電路的影響。

同時，與傳統的帶隙基準源對比，我們是以PM2、PM3形成電流鏡像，而傳統的本身兩個BJT各有一路電流鏡像，我們的結構進一步減小了電流匹配的誤差。

10 仿真驗證

驗證整體的電路最終輸出是否滿設計要求，同時觀察電路最低工作電壓及不同條件下的功耗大小，確定BGR的精度。

由圖4可知，當溫度在-40～125℃變化時，輸出基準電壓在1.2～1.204 V之間變化，可得其溫度系數為：

通過DC仿真得到，當電源電壓在1.6V-3.3V，在所有工藝條件影響下包含：MOS，電阻，電容，BJT。輸出基準電壓在1.19V～1.22V之間變化，常溫下為1.2V，變化范圍僅為30mV，精度為±2%之內，達到了很高的精度。同時功耗僅為20uA，比同類IP功耗大大減小。

11 結論與展望

本文設計了一個高精度、低功耗，并且具有自偏置功能的帶隙基準源電路，能夠輸出穩定的基準電壓，主要用于MCU，SOC等的reference供電，具有高可靠性。同時提出的自偏置結構、獨特的啟動電路結構和源極負反饋補償技術不僅對于BGR具有指導意義，還對于其他類型IP設計提供了新的想法，也具有重要意義。

[責任編輯：王偉平]