兩相超聲電機驅動電路設計

于海濱 漆嘉林 趙本華 劉锏澤 劉德赟（北京衛星制造廠，北京 100094）

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兩相超聲電機驅動電路設計

于海濱 漆嘉林 趙本華 劉锏澤 劉德赟
（北京衛星制造廠，北京 100094）

摘 要：兩相超聲電機是近年來普遍使用的一種先進的超聲電機，是科學技術發展的重要產物。由于用于兩軸工作平臺的兩相超聲電機邏輯控制電路要求相對復雜，因此，本文提出了一種基于模擬式和數字式的解決方案，并對兩個方案的特點進行了對比。研究表明，模擬式驅動方案能夠有效解決前期對兩相電機的驅動需求，但是卻不能很好地處理工作平臺兩軸之間的快速切換，且該方案操作繁瑣。而數字式驅動方案能夠有效解決上述問題，在驅動波形的產生、功率放大和穩定控制上更加簡便、快捷。

關鍵詞：超聲電機；多自由度；驅動電路

從當前超聲電機的發展情況來看，單自由度超聲電機的發展已經趨于成熟。就國內而言，在與其配套的驅動電路方面的研究也逐漸深入，并取得了一系列矚目成績。近年來，隨著科學技術的不斷發展，對精密裝置的驅動提出了更高的要求，單自由度超聲電機已經無法滿足需要，此時兩相超聲電機應運而生，并憑借多個自由度、良好的性能以及齊全的功能等特點得到了廣泛應用。本提出了2種兩相超聲電機驅動控制電路解決方案，并詳細對比了2種方案的特點。其中，對影響兩相超聲電機并聯諧振匹配的關鍵因素進行了著重介紹。以下對兩相超聲電機驅動電路進行詳細探討。

1 驅動電路要求

應用于兩軸工作平臺的兩相超聲電機主要由錐形頭、支撐板、疊層壓電陶瓷、下配重塊以及預緊螺栓等五部分組成，如圖1所示。其中，疊層壓電陶瓷又包含4個正向極化分區，如圖2所示。當對A、B分別加sin t，對C、D分別加cos t正弦信號激勵時，能夠激發驅動足沿XZ 平面呈逆時針方向做橢圓運動，從而驅動電機沿X 軸做負方向運動；切換A、B 及C、D 所加正弦信號相位差，能夠激發驅動足沿XZ平面呈順時針方向做橢圓運動，驅動電機沿X軸做正方向運動；當對A、D 分別加sin t，B、C分別加cos t正弦信號激勵時，能夠激發驅動足沿YZ 平面呈逆時針方向橢圓運動，驅動電機沿Y軸呈負方向運動；切換A、D 及B、C 所加正弦信號相位差，能夠激發驅動足沿YZ平面呈順時針方向做橢圓運動，驅動電機沿Y軸呈正方向運動。

圖1 電機結構簡圖

由于超聲電機的主要任務在于產生正余弦激勵信號，因此，需要對邏輯電路的電子開關控制進行設置，將沿X軸和Y軸的驅動信號隔離開來，這樣一來，兩者就可以獨立進行調節，不會對彼此產生影響。如果沒有做好上述工作，沿X軸和Y軸的驅動信號就會出現相互交叉的情況，容易出現短路，甚至將超聲電機的陶瓷片燒毀。

2 模擬式驅動方案

2.1 驅動信號產生原理

驅動電路通過ARM-LPC1788集成芯片時產生一路基準方波PWM信號，當通過分頻分相電路后，就會產生四路相位相差90°的PWM方波，經適當的功率放大和并聯諧振匹配施加在疊層壓電陶瓷上。

2.2 并聯諧振匹配方案

當電機靠近諧振頻率時，可以用RC并聯電路對其進行表示。R為超聲電機可變等效電阻，C為超聲電機可變等效電容。疊層陶瓷片安全工作電壓峰值不超過100V。加入適當的預壓力之后，四相分區電容均值為56nF，這樣一來，就可以將單相矩形波電壓源加在疊層壓電陶瓷兩相電容上。以A、B相為例，并聯電容為112nF，工作頻率為68kHz。圖2為超聲電機并聯諧振模型，其中CL1和CL2的作用相同，都是起到穩壓的作用。

對于RLC串并聯電路來說，在阻性負載狀態下，系統效率達到最高狀態，并且電容和電感均為無功功率消耗，電機為容性負載，因此，需要通過并聯電感使電路成為阻性。在工作過程中，超聲電機的R和C容性負載本身是變化的。在全范圍內，匹配電路以及固定結構是無法將阻性呈現出來的，所以，首先需要通過諧振公式將并聯電感大小試算出來，再根據電路對電感、占空比和電壓源進行適當調整。此外，也可以采取加入波形穩壓電容的方法，將諧波分量輸入電流降到最小，這樣一來，功能消耗得以降低，而驅動效率也將大大提高。

根據圖2模型得出的RLC并聯諧振模型，初始電容為112nF，當電機處于諧振狀態時，感抗和容抗相等，電感為49μH。

在不考慮自身影響的情況下，變壓器副邊輸出的電壓源矩形波電壓峰值是30V，在并聯諧振作用下，最為合適的峰值應當是40V。如果過低，就容易出現負載率不夠的情況，無法驅動電機；而如果峰峰值過高，則意味著輸入電流增大，將會降低電機的工作效率。所以，峰峰值的控制十分重要。

通過實驗發現，當電機靠近諧振頻率時，在充電狀態下，占空比的調節對阻性負載功耗將會產生直接影響，同時阻性負載功耗與輸入電壓源的大小也有著密切關系。在放電狀態下，功率、電容的消耗，電感存儲與釋放到阻性負載上的振蕩特性有著直接關系。除此之外，占空比和功率對放電的時間和衰減過程也會產生影響。經多次試驗，當L= 44μH，CL1=CL2=100nF，D=25%時，此時電機波形匹配達到最佳。

2.3 X軸與Y軸輸出信號邏輯控制

通過圖1我們不難看出，只有激勵疊層壓電陶瓷四個分區的正余弦信號時，需要進行邏輯控制才能達到直線運動目的。

在選擇模擬驅動方案下，采用分立元件對前端電路從信號發生到功率放大部分進行固定，所以只能從變壓器副邊出來經過并聯后，高頻交流電與加載到疊層壓電陶瓷的4個分區實施邏輯控制。在模擬驅動方案下匹配出的電路能夠使電機在工作平臺上呈直線運動，具有良好的調頻調速特征。

圖2 LCPE四分區及激勵方式

3 數字式驅動方案

3.1 數字式驅動方案

驅動信號通過基準方波信號與生成的分頻分相信號之間借助邏輯互連方式實現信號的切換。主控制器選擇ARMLPC1788，該芯片能整合所有設置，并憑借其邏輯互聯這一強大功能，能夠手動或者是程序設置對信號切換進行控制。將芯片的48MHz系統主振頻率作為模塊時鐘源，這樣所產生的諧振工作頻率就能夠符合電機所需，每個PWM輸出端口經過移相電路后都能夠產生兩路同頻相位相差180°的方波信號，通過外部功率放大等環節，就能夠形成符合電機運行的高頻交流電。

3.2 匹配方案與波形輸出

（PWM輸出端口）在設置好引腳之后，方波信號從引腳處輸出，經過功率放大升壓之后，加載到疊層壓電陶瓷的各個相分區上單獨匹配，構成數字驅動方案。經試驗，當L=98μH，CL1= CL2=100nF，D=45%時，此時波形匹配最佳，輸出功率狀態最佳。

結語

綜上所述，本文基于兩相超聲電機在X-Y平臺上復雜的邏輯控制要求，提出了模擬式驅動和數字式驅動兩種方案，并對兩種方案各自的優缺點進行了說明。總的來說，模擬式驅動方案能夠有效解決前期對平臺電機的驅動需求，但是卻不能很好地處理X軸和Y軸的快速切換，且該方案操作繁瑣。而數字式驅動方案能夠有效解決上述問題，在電路驅動上更加簡便、快捷，為兩相超聲電機的進一步應用奠定了基礎，可以說是當前兩相超聲電機的最佳電路驅動方法，具有較高的推廣價值和應用價值。

參考文獻

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中圖分類號：TP332

文獻標識碼：A