一種基于DSP-FPGA的輔助逆變器核心控制系統

吳瑕杰， 方輝， 宋文勝， 馮曉云，2

(1.西南交通大學電氣工程學院，四川 成都 610031;2.西南交通大學牽引動力國家重點實驗室，四川 成都 610031)

一種基于DSP-FPGA的輔助逆變器核心控制系統

吳瑕杰1， 方輝1， 宋文勝1， 馮曉云1，2

(1.西南交通大學電氣工程學院，四川 成都 610031;2.西南交通大學牽引動力國家重點實驗室，四川 成都 610031)

輔助逆變器為電力機車輔助設備供電，其性能將直接影響電力機車的整體運行情況。本文所述輔助逆變器核心控制系統采用基于浮點數字信號處理器(digital signal processor，DSP)和現場可編程門陣列(field programmable gate array，FPGA)的系統架構。以FPGA部分為重點，采用了一種基于矢量旋轉的簡化三電平空間矢量脈寬調制(space vector pulsewidthmodulation，SVPWM)，并通過三角函數運算的簡化、高效率除法器等關鍵性設計避免DSP進行大量三角函數運算，減少硬件資源占用。實現了基于FPGA的AD采樣與數據處理及DSP與FPGA之間基于雙端口RAM的異步通信，充分利用了FPGA強大的高速并行處理能力。最后，搭建基于RT-LAB與輔助逆變器核心控制系統的半實物實驗平臺，實驗結果證明了輔助逆變器核心控制系統FPGA部分設計方案的可行性與正確性。

輔助逆變器;空間矢量脈寬調制;三電平;DSP;FPGA

0 引 言

電力機車輔助逆變器為車上的輔助設備如空氣壓縮機、冷卻風機、空調、照明等供電，因此對輔助逆變器的控制效果將直接影響電力機車的運行情況。20世紀80年代中后期，我國開始引進國外輔助變流器相關技術并取得了一定成就，但與歐洲和日本等發達國家仍有不小的差距，因此，研究輔助變流器控制技術，加速其國產化進程勢在必行。

三電平逆變器以其輸出電壓波形畸變小、電壓應力小、等優點得到了廣泛應用與研究［1-2］。空間矢量脈寬調制(SVPWM)技術以其易于數字化實現，電壓利用率高等優點，被廣泛應用于三電平逆變器的控制［1-4］。針對三電平逆變器及三電平SVPWM存在的中點電位不平衡與算法實現復雜度較大的問題，文獻［5］指出了引起中點電位不平衡的三個主要原因:1)電容參數不匹配;2)開關延遲造成的電容負載不平衡;3)負載非線性引起的偶次諧波電流。文獻［6-7］中對中點電位不平衡的原因及控制原理進行了詳細分析。文獻［8］提出了一種基于空間電壓短矢量冗余開關狀態的中點電位控制方法。文獻［9］給出了一種基于參考空間電壓矢量旋轉的簡化三電平空間矢量脈寬調制算法。

目前，電力電子控制系統硬件架構主要有三種:純定點DSP架構［10］、純FPGA架構［11］、DSP+FPGA混合架構［12-13］。單定點DSP架構一般用于控制算法比較簡單、精度及系統實時性要求不高的場合，如風機電源、通用變頻器等;單FPGA架構可以充分發揮其并行處理的優勢，理論上可以實現所有高實時性的控制算法、控制邏輯和通信功能，但由于芯片集成度、資源及編程語言的限制，目前的開發難度相較DSP要高得多。所以，目前多采用浮點DSP-FPGA的混合架構，把浮點DSP的運算能力與FPGA的并行處理能力相結合，在提高系統實時性的同時可以降低系統的開發難度［13］。文獻［13］中介紹了一種基于DSP-FPGA架構的城軌列車電力牽引控制系統，其中FPGA主要完成了AD轉換器的控制、雙端口RAM的設計及其控制、根據浮點DSP計算得出的開關切換時間產生PWM信號等工作，但SVPWM相關計算仍由浮點DSP完成。隨著FPGA集成度與性能的不斷提高，利用FPGA完成SVPWM相關計算不僅兼具硬件電路速度快、可靠性高的優點，同時將DSP從繁重的計算任務與周期性事件中解放出來，使其更好地運行核心控制算法［14］。

針對以上問題，基于浮點DSP+FPGA的混合型架構完成輔助逆變器控制系統(ACU)硬件設計，本文以FPGA完成的工作為重點。首先探討了一種基于參考空間電壓矢量旋轉的簡化三電平SVPWM算法及一種基于短矢量對應冗余三相橋臂狀態的中點電位控制策略，然后給出了DSP-FPGA異步通信、AD轉換器的選型及其控制程序設計方案，并給出了在保證計算精度與速度的前提下可以有效減少資源占用量的關鍵性設計。最后搭建了基于RTLAB的半實物實驗平臺，驗證了該車載輔助逆變器控制系統硬件設計的可行性以及基于FPGA的實現方案的正確性與可行性。

1 簡化三電平SVPWM

三電平輔助逆變器主電路拓撲結構如圖1所示，定義單相橋臂狀態與IGBT導通狀態對應關系如表1所示。

表1 橋臂狀態對應開關管狀態Table 1 IGBT state for different bridge state

圖1 逆變器主電路結構Fig.1 Inverter circuit structure

圖2為扇區分割與矢量分布圖，圖中將整個空間分為6個扇區(1～6)，每個扇區又分為4個區域(Ⅰ～Ⅳ)，并給出每個矢量對應的三相橋臂狀態。

由于基本空間電壓矢量幅值相等且存在嚴格的對稱性，矢量旋轉前后基本空間電壓矢量作用時間不變，因此可以根據各扇區之間的對稱性與開關切換時間之間存在的密切關系，通過矢量旋轉將各扇區參考空間電壓矢量等價到1扇區進行基本矢量作用時間與開關切換時間的計算［9］。

首先，定義調制度為

圖2 空間電壓矢量分布圖Fig.2 The space vector distribution

圖3給出了參考空間電壓矢量的旋轉關系。空間電壓矢量Uref(2)位于2扇區，將其順時針旋轉60°即可得到1扇區內同一位置的等幅空間參考電壓矢量Uref(1)。根據調制系統輸入參考空間電壓矢量對應的和進行矢量旋轉得到Uref(1)對應的Uα(1)和Uβ(1)可表示為

圖3 矢量合成與旋轉示意圖Fig.3 Component and rotation of space vector

式中:Ts為開關周期;ta、tb、tc分別為基本空間電壓矢量U1、U8、U2的作用時間。

解得基本空間電壓矢量U1、U8、U2作用時間分別為

同理可以推導出參考空間電壓矢量位于1扇區內其他小區域時對應的基本矢量作用時間計算公式，如表2所示，其中

表2 1扇區各區域時間計算公式Table 2 The operating time of each rigion in vector 1

在1扇區內確定參考空間電壓矢量合成方案及基本空間電壓矢量作用時間后，需要根據參考空間電壓矢量位于不同扇區內同一位置時輸出相電壓間存在的關系，將1扇區內計算得出的開關導通時間折算到參考空間電壓矢量實際扇區。首先，根據式(2)空間電壓矢量構成方式，假設1扇區內參考空間電壓矢量對應相電壓為Ua、Ub、Uc，則Uref(1)可表示為

根據表3可知，輸出相電壓反相，橋臂狀態對應P?N和O?O兩種變化。該算法將基本矢量作用時間計算等價到1扇區完成，與傳統算法相比，減小了算法復雜度，降低了硬件性能要求與芯片資源占用量。

表3 各扇區對應相電壓與1扇區關系Table 3 Relationship of phase voltage for same space voltage vector in different vector

2 中點電位平衡與矢量序列的選擇

由于三電平NPC拓撲結構的逆變器存在直流側中點電位不平衡的問題，因此必須在SVPWM調制算法中加入中點電位控制策略，在完成空間矢量脈寬調制的同時完成中點電位的控制。首先，定義三相橋臂狀態函數為

式中:Si為A、B、C三相不同輸出相電壓對應的橋臂狀態量化值;ui為A、B、C三相對應橋臂狀態。

由于引起中點電位不平衡的根本原因在于不為零的中點電流，且流出中性點電流i0可表示為

式中:iA、iB、iC分別為A、B、C三相對應逆變器輸出相電流。

由于不同基本空間電壓矢量對應的三相橋臂狀態對中點電位的影響不同，根據中點電流的變化情況進行分析，可以得出不同基本空間電壓矢量對應的三相橋臂狀態對中點電位的影響情況，如表4所示。

以中點電位平衡為目標，在忽略中矢量對中點電位的影響的前提下，給出了1扇區內各區域對應橋臂狀態序列選擇方案:

表4 空間電壓矢量對應三相橋臂狀態對中點電位的影響Table 4 Effect of three-phase bridge state for different space vector

在確定橋狀態序列選擇方案后，進一步考慮中矢量對中點電位的影響，通過調節短矢量冗余橋臂狀態作用時間對中點電位實施控制。本文以基本空間電壓矢量U1對應的一對冗余橋臂狀態為例說明冗余橋臂狀態作用時間的分配原則。

定義上下兩個支撐電容電壓差值為

同時，通過調節因子e(0＜e＜1)對橋臂狀態作用時間進行調節。式(10)給出一個開關周期Ts內橋臂狀態POO/ONN作用時間。

由式(7)和式(8)可知，當橋臂狀態為POO時，流出中性點電流i0=-iA;當橋臂狀態為ONN時，流出中性點電流i0=iA。因此，中點電位調節因子e可以按照如下原則進行取值:

1)當iAΔU＜0，取e＜0.5，此時需要增加橋臂狀態ONN的作用時間，減小橋臂狀態POO的作用時間。

2)當iAΔU＞0，取e＞0.5，此時需要增加橋臂狀態POO的作用時間，減小橋臂狀態ONN的作用時間。

3)當ΔU=0時，取e=0.5，則橋臂狀態POO和ONN的作用時間相等。

因此，該中點電位控制策略的基本原理是通過判斷流出中性點電流的方向和中點電位差值，對中點電位調節因子e的大小進行調節，從而重新分配同一基本空間電壓矢量對應的冗余橋臂狀態的作用時間，以達到直流側支撐電容中點電位控制的目的。

3 DSP-FPGA異步通信

由于DSP與FPGA之間需要進行頻繁的數據交換，包括調制信號，直流側電壓Ud，反饋信號等各種數據流，本文采用了由Xilinx公司提供的雙端口RAM作為DSP與FPGA之間數據交換的存儲區域，即在FPGA內部設計一片雙端口RAM。這樣可以有效避免使用外部雙端口RAM，減小硬件設計的復雜度，縮短開發周期，同時兼具FPGA良好的可移植性。

同時，為了解決DSP與FPGA同時對雙端口RAM的同一地址進行讀寫操作時引起的沖突，分別在DSP與FPGA上設置一個讀寫狀態信號與讀寫仲裁器。表5給出了雙端口RAM各存儲空間對應的數據定義。

表5 雙端口RAM地址定義Table 5 Definition of address for dual-port RAM

4 基于FPGA的AD采樣與數據處理

輔助逆變器控制系統與主電路的交互通過AD轉換與PWM信號來體現。一方面，控制系統通過AD實時采集主電路反饋的電壓、電流等模擬量，另一方面通過調制生成PWM信號隨主電路實施控制。

一般來說，離散數字信號的處理相對容易，由于系統要求較高的實時性，連續的模擬量需要對所有重要的模擬信號進行同步采樣，采樣率一般不低于100k/s［15］，甚至能夠過采樣。為了保證控制精度，需要AD有足夠的分辨率，一般采用至少12位的AD轉換器。

本文選用了一種低功耗、高精度的14位AD轉換器ADS7945，采用狀態機的程序設計思想實現其控制，圖4給出了ADS7945控制程序狀態描述框圖。

圖4 ADS7945控制程序狀態描述Fig.4 Description of state for ADS7945 control unit

5 基于FPGA的設計優化

采用VerilogHDL結合Schematic的實現方式，基于Xilinx SPARTAN-6系列FPGA，完成了車載輔助逆變器控制系統FPGA部分的數字電路設計工作。圖5給出了基于DSP-FPGA混合型架構的車載輔助逆變器控制系統各器件間的連接關系以及FPGA部分的功能劃分。

圖5 輔助逆變器控制系統FPGA部分功能劃分Fig.5 Functional component of FPGA for imp lementation of assistant inverter control system

5.1 基于FPGA的除法器設計

本設計采用定點方式完成計算且在算法中存在大量除法運算。為達到高速、低資源占用的設計要求，圖6給出了一種除法器的設計思路。整個除法運算主要包括4個步驟:1)加載被除數A、除數B，同時將商Q和余數R清零;2)將A左移1位并將移出的這一位賦給R的最低位;3)比較R和B，若R大于等于B，則將R更新為R-B，同時將Q左移1位并將其最低位賦值為1，否則，保持R不變，將Q左移1位并將其最低位賦值為0。如此循環，便可得到需要的商和余數。

圖6 除法器算法描述Fig.6 Algorithm description of a devider

5.2 三角函數計算的簡化

本設計中，無論是扇區判斷、基本矢量作用時間計算，都需要進行大量的正余弦運算，消耗大量的硬件資源。由于此類計算大多與sin60°和cos60°相關，經過化簡可以得到固定的乘法和加法運算。這些乘法均存在公因子，因此本文以乘法運算Y=X為例，給出一種滿足系統計算精度的基于加法器和移位寄存器的簡化乘法器設計［9］。

然后，根據展開的級數形式即可得出硬件電路設計方法。圖7為乘法器的硬件電路描述。當時間計算模塊以14位的數據長度進行定點運算時，PWM模塊的分辨率不足13位，因此只需取到級數的第6項即可滿足精度要求。

圖7 乘法器電路描述Fig.7 Hardware description ofmultiplying unit

5.3 PWM信號生成

針對主電路的控制，需要利用SVPWM算法計算得出的開關切換時間，根據確定的橋臂狀態序列生成三相共12路PWM信號。假設IGBT為高電平導通，將一個開關周期內每一相四路PWM信號變化規律描述為

根據PWM信號變化規律，圖8給出了單相四路PWM信號的生成原理。

圖8 PWM信號生成原理Fig.8 Princip le of PWM generator

6 實驗

為了驗證基于DSP-FPGA混合型架構的車載輔助逆變器控制制系統硬件設計方案以及基于FPGA的程序設計方案的正確性與可行性，搭建了基于加拿大OPAL-RT公司RT-LAB的半實物實驗平臺。其中，在RT-LAB中完成車載輔助變流器主電路的搭建，DSP作為輔助變流器控制系統的核心控制器，用于完成整個控制算法，FPGA則作為協同處理器，包括雙端口RAM的實現及其控制、AD控制、三電平SVPWM幾個部分。圖9給出了半實物實驗平臺原理框圖。

實驗參數:直流側電壓Ud=1 500 V，開關頻率為1 kHz，電感L=0.5mH，濾波電容C=200μF，變壓器變比n=1.809 1，工作頻率fn=50 Hz，額定負載容量為163 kVA，功率因數為0.85(感性)，交流輸出相電壓有效值為Uac=220 V，交流輸出頻率fac=50 Hz，交流輸出Uac瞬時變化范圍在20%以內(70%～100%負載變動)，DSP控制周期為1 ms，FPGA時鐘周期為10 ns。

圖9 半實物實驗平臺原理框圖Fig.9 Com ponent of low-power experimental p latform

圖10給出了輔助逆變器以額定負載正常工作情況下A相對應的PWM信號，三路信號分別為Ta1對應PWM信號，Ta2和Ta3對應PWM信號，Ta4對應PWM信號。

圖11(a)和圖11(b)分別給出了輔助逆變器以額定負載正常工作情況下變壓器原邊與副邊對應的A相與B相線電壓uAB和A相相電流iA波形。由圖11(a)和圖11(b)可知，變壓器副邊A相與B相線電壓uAB幅值為537 V，即輸出相電壓有效值為220 V，A相與B相線電壓uAB和A相相電流iA頻率均為50 Hz，由于變壓器的濾波作用，變壓器副邊A相相電流iA諧波含量明顯小于變壓器原邊A相相電流iA。

圖10 A相橋臂PWM信號Fig.10 PWM Signal of bridge for phase A

圖11 額定負載時的線電壓和相電流波形Fig.11 Line-voltage and phase-current for rated loa d

圖12(a)、圖12(b)和圖12(c)分別給出了輔助逆變器在額定負載的70%～85%、85%～100%和70%～100%范圍內突變時變壓器副邊對應的A相與B相線電壓uAB和A相相電流iA波形。由圖12(a)、圖12(b)和圖12(c)可知，在負載跳變的時候，調制系統能夠根據核心控制器的控制信號及時響應，使得交流輸出電壓能夠保持穩定，輸出電流能夠根據負載變化而變化。

圖12 負載突變時的線電壓和相電流波形Fig.12 Line-voltage and phase-current for load breaking

7 結 論

本系統以電力機車輔助逆變器為控制對象，采用DSP和FPGA結合的核心控制系統，選用運算能力強的DSP芯片TMS6713實現核心控制算法，采用具有IO資源豐富、速度快、配置靈活、模塊并行執行以及可移植性強等優點的FPGA實現空間矢量脈寬調制、外部電路模塊控制管理等功能。

本文重點分析了利用FPGA實現三電平SVPWM調制、與DSP通信以及外部電路模塊控制與管理功能的方法并給出詳細的設計方案。

1)該簡化三電平SVPWM算法能夠有效減小傳統三電平SVPWM算法中基本矢量作用時間計算與開關導通時間計算部分的實現復雜度與芯片資源占用量。

2)將SVPWM相關運算移植到FPGA中完成，使DSP從大量正余弦計算中解放出來，更好地運行電機控制核心算法。

3)可以有效減小由于順序執行所造成的不同通道數據采集的時間誤差，能夠同時實現對不同電路模塊的控制和管理。

4)系統兼具運算速度與靈活性，實現了資源的優化利用，節約成本，保證了控制系統的實時性。

5)基于ISE開發軟件，使用VerilogHDL語言進行開發，完成了數據標么化、除法器、雙端口RAM、DSP-FPGA異步通信模塊、AD控制模塊的設計，各個模塊具有良好的可移植性與重用性，并且采用了自頂向下的模塊化設計方法完成整個調制系統的設計。

最后，通過搭建基于RT-LAB與輔助逆變器核心控制系統的半實物實驗平臺驗證了車載輔助逆變器控制系統設計方案的正確性與可行性。

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(編輯:張詩閣)

Auxiliary inverter core control system based on DSP-FPGA

WU Xia-jie1， FANG Hui1， SONGWen-sheng1， FENG Xiao-yun1，2
(1.School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China; 2.State Key Laboratory of Traction Power，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

Auxiliary inverter is used to power supply electric locomotive auxiliary devices and its operation performance affects the operation of electric locomotive directly.A new system structure based on DSP and FPGA was adopted to the auxiliary inverter core control system.A simplified three-level space vector pulse widthmodulation(SVPWM)algorithm which can relieve digital signal processor(DSP/MCU)from heavy computation task through the simplified design ofmultiplier and divider units was adopted to the auxiliary inverter core control system.In order tomake full use of high-speed parallel processing ability of FPGA，implementation scheme of AD capture and data processing，asynchronous communication between DSP and FPGA based on dual-port RAM were proposed in this paper.Finally，accuracy and feasibility of FPGA part in the auxiliary inverter core control system were verified by hardware-in-loop experimental platform based on RT-LAB and the auxiliary inverter core control system.

auxiliary inverter;pace vector pulse width modulation;hree-level;DSP;PGA

10.15938/j.emc.2015.05.009

TM 921.45

A

1007-449X(2015)05-0058-09

2013-05-25

國家自然科學基金(51277153，51207131);高鐵聯合基金重點項目(U11344205)作者簡介:吳瑕杰(1989—)，男，博士研究生，研究方向為電力牽引傳動及其控制;

方 輝(1988—)，女，博士研究生，研究方向為電力牽引傳動及其控制;

宋文勝(1985—)，男，博士，講師，碩士生導師，研究方向為電力牽引傳動及其控制;

馮曉云(1962—)，女，教授，博士生導師，研究方向為列車運行控制與牽引傳動控制。

宋文勝