一種新型雙開關反激式電池串電壓均衡方法

榮德生， 陳淑涵， 李洪珠， 張東宇

(遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，遼寧葫蘆島125105)

隨著環境污染以及石油資源枯竭等問題的日益加重，電池組作為主要的儲能電源廣泛應用于電動汽車、混合電動汽車(HEV)等高效、清潔的運輸工具[1-3]。為滿足混合電動汽車再生制動或啟動加速階段電壓等級的要求，電池組電壓需要達到200 V以上。然而電池單體電壓較低，需要很多單體串聯來提高電壓等級。在電池串聯使用時，由于電池內部化學特性以及操作環境的不同，造成電池單體間電荷水平不均衡，導致電池使用壽命降低甚至發生爆炸。因此，為了延長電池壽命、確保安全，串聯電池組中單體電池的不均衡可通過均衡電路來減小或消除，確保每個電池保持在相同的電荷水平[4]。

目前已有很多電池均衡方法，主要分為兩大類：耗散型和非耗散型。耗散型均衡方法包括并聯分流電阻法、并聯穩壓二極管法，優點是結構簡單、易于實現且無需控制；缺點是損耗大、效率低。非耗散型均衡方法包括集中式繞組變壓器法、Buck-boost型[5]變換器法與開關電容法為代表的相鄰電池單體均衡方法、多隔離型DC-DC變換器法(MIC)等。集中式多繞組變壓器法的優點是結構簡單，僅有一個變壓器；缺點是因不易降低二次側漏電感而導致無法精確均壓。相鄰電池單體均衡法優點是降低了開關管電壓應力、提高了均衡精確度；缺點是均衡周期較長。MIC法相對而言精確性以及快速性更好。在眾多MIC方法中，反激式DC-DC變換器[6-7]又因結構簡單而被廣泛使用，但開關管電壓應力較高。

本文采用一種新型雙開關反激式電池組均衡方法，在充電型反激式均衡器中采用雙開關結構，延續了MIC方案的快速性與準確性的同時，共用開關管和鉗位二極管的拓撲結構解決了開關管電壓應力高的問題。

1 均衡器拓撲電路

介紹的n個電池串聯組成的反激式電壓均衡器拓撲如圖1所示。整體電池組有一個共用開關管Scom和一個鉗位二極管Dcom。每個電池單體連接一個開關管Sn、鉗位二極管Dcn、整流二極管Drn、變壓器Tn。

傳統的反激式均衡器可分為三種形式：充電型、放電型、雙向型。充電型相較于后兩者結構簡單、無隔離驅動，但開關管承受的電壓應力較大，為此在單體間連接雙開關反激變換器，但同時增加了有源器件的數量。新型雙開關反激式電池串均衡器的共用開關管Scom和共用鉗位二極管Dcom結構減少了有源器件數量，同時確保了均衡精確性以及快速性。

圖1 雙開關反激式均衡器拓撲

2 均衡原則

雙開關反激式電路運行在不連續導通模式(DCM)模態。共用開光管Scom的導通、關斷為固定占空比和周期。當電池Bn處于欠充電狀態，低壓側開關Sn的導通、關斷與共用二極管Dcom同步。此時，電能從總電池串流向欠充電池。相反，當電池Bn過充時，開關管Sn在整周期處于關斷狀態。由于此狀態下相應變換器不工作，因此沒有能量流向過充電池。能量從過充電池流向欠充電池，實現均衡。圖2為均衡器穩態運行主要波形。為了進行模態分析，有如下假設：只有電池B1是欠充狀態。因此只運行B1連接的反激式變換器；所有開關(Scom，S1～Sn)為理想開關，只有內部二極管和寄生電容；鉗位二極管(Dcom，Dc1～Dcn)以及整流二極管(Dr1～Drn)均為理想開關管；除以上指定器件外，其他器件寄生參數忽略不計。

圖2 雙開關電池組均衡器運行主要波形

如圖3(a)所示，模態Ⅰ：在t0時刻，Scom和S1同時導通，電池堆電壓Vstack施加到串聯的磁化電感Lm1和漏感Llkg1上。因此Dr1是反向偏置的，而且能量存儲在Lm1中，且Lm1和Llkg1的電流線性增加，如式(1)所示。在t1時刻，Scom和S1同時關斷。

如圖3(b)所示，模態Ⅱ：t1時刻，Scom和S1同時關斷以后，ILlkg1給Scom的寄生電容Cocom和S1的寄生電容Coss1進行充電，當開關Scom和S1的漏源電壓之和(Vdscom+Vds1)大于總電池對電壓與欠充電池反射電壓之和(Vstack+NpVB1/Ns)時，二極管Dr1導通，極化電感Lm1電壓鉗位到NpVB1/Ns。此時，Llkg1、Cocom和Coss1處于諧振狀態。同時，由于諧振導致Vdscom和Vds1電壓進一步提高。當Vdscom和Vds1達到Vstack時，二極管Dcom和Dc1導通，因此Vdscom和Vds1鉗位到Vstack。

如圖3(c)所示，模態Ⅲ：在t2時刻電感Lm1鉗位到NpVB1/Ns，Vdscom和 Vds1鉗位到 Vstack。此時，Llkg1端電壓為NpVB1/Ns－Vstack。由于電壓反向，電感Lm1和Llkg1的電流線性減小，如式(2)和式(3)所示。Im1和Ilkg1的差值反射到變壓器二次側并對電池B1進行充電。

如圖3(d)所示，模態Ⅳ：在t3時刻Lm1下降到0，此時，Lm1、Cocom和Coss1處于諧振狀態。從t4時刻重復之前操作，Scom和S1同時導通。

圖3 各模態均衡器等效電路圖

3 雙開關反激式變換器設計

3.1 變壓器變比Np∶Ns

為了避免變壓器飽和，變換器需運行在DCM模態。為確保實現DCM，變壓器最小匝比為：

式中：D為占空比；Ts為開關周期。

當開關Scom和S1同時關斷時，電流Imn和Ilkgn的差值反射到變壓器二次側并對電池B1進行充電。能量由總電池堆流向欠充電池單體，此時Imn要遠大于Ilkgn。變壓器匝比的最大值為：

3.2 磁化電感Lmn

由式(1)和式(3)可得，變壓器一次側電流平均值Ilkgn，avg為：

同樣，整流二極管的電流平均值IDrn，avg為：

假設欠充電池的單體數為Nu，由總電池堆流向變壓器一次側的電流平均值為：

欠充電池的充電電流平均值為整流二極管電流平均值IDrn，avg與Nu個欠充單體時變壓器一次側電流IDis，avg的差值，表達式為：

由式(9)可知，磁化電感Lmn越小，均衡速度越快，但過小的磁化電感造成變壓器體積過大。

3.3 數字實現

電荷狀態(SOC)反映了電池的電荷水平，與電池的開路電壓相關。因此通過均衡開路電壓實現均衡電池電荷水平。由于電池內阻的存在，電池開路電壓與電池端電壓不相等。當均衡器運行時，對欠充電池進行充電，過充電池進行放電，相應的欠充電池單體端電壓升高、過充單體端電壓下降。結果導致欠充單體端電壓傳感高于過充單體端電壓。因此很難均衡電池開路電壓，進而很難均衡SOC。

本文介紹的均衡方法通過數字控制器的內部定時器重復進行電壓傳感、均衡、暫停。在暫停階段，電池的端電壓接近開路電壓，這就決定了無論電池應該被充電還是放電，通過傳感端電壓就可以得到開路電壓。因此，可以容易地精確實現SOC均衡。

4 仿真和實驗結果

表1給出了圖4中各個元器件的值，采用3.9 V/2 600 mAh的鋰離子電池，工作頻率和占空比分別固定為45 kHz和40%。

表1 元器件的值

圖4 電池組均衡過程

實驗時四個鋰電池的初始電壓分別為 3.827、3.995、3.993、3.990 V，均衡器運行6 min，暫停3 min。圖4給出了按照實驗參數仿真得到的實驗結果，欠充鋰電池B1充電運行，過充電池B2、B3、B4放電運行，大約在138 min時，四個鋰電池的電壓相等，約為3.93 V。

圖5為傳統反激式均衡器與新型雙開關反激式均衡器均衡過程主要波形對比圖。圖5(a)為傳統型主要工作波形，最大開關電壓應力是總電池堆電壓、電池反射電壓以及漏電感峰值電壓的總和，開關電壓峰值超過100 V。圖5(b)為新型均衡器主要工作波形，由于開關結構，電壓應力鉗位到總電池堆電壓，開關電壓峰值大約為20 V。

圖5 電壓均衡器主要工作波形對比圖

5 總結

本文介紹了一種基于雙開關反激式拓撲的新型充電型MIC電池組均衡器。與傳統反激式方案相比，采用共用開關管以及共用鉗位二極管結構大大降低了電路的復雜程度，降低了開關管電壓應力。分析電路運行原則，對變壓器進行設計。實驗結果證實，采用該方案可將開關電壓應力由傳統方案的100 V降低到20 V。因此，該均衡方案適用于大電壓電池堆的HEV等應用場合[8]。

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