零電壓導通、零電壓關斷單管無線電能傳輸電源

王春芳 陳杰民 李 聃 孫 會

（1. 青島大學自動化工程學院 青島 266071 2. 海爾集團技術研發中心 青島 266103）

1 引言

隨著電力電子技術的發展，制約互感耦合式無線電能傳輸（簡稱 IPT）電源實用化的一些關鍵技術諸如諧振參數、諧振頻率、補償方式和穩定性等正逐步被科研人員所突破[1-6]。然而，傳統的IPT電源拓撲電路一般只能實現一種軟開關方式即電流型電路只能實現零電壓導通，電壓型電路只能實現零電流關斷[7-9]，致使電源的傳輸效率無法進一步提高；另外，為提高電源的功率因數，通常在傳統IPT電源的一次增加鎖相環電路，使線圈工作在諧振狀態，但是該方法會出現頻率分差現象，導致系統穩定性降低[10-13]。目前在1kW以內的功率傳輸場合，主電路一般采用半橋電路或者推挽電路，大于1kW的場合大多采用全橋電路[5,6]。對于追求低成本、高可靠性和大量生產的家電領域用IPT電源來說，由以上拓撲電路制作的產品仍顯得體積大、成本高，難以被廣泛普及。然而現有技術生產的單管型 IPT產品，由于傳輸功率較小，其應用僅局限于為手機、平板電腦等小功率電器充電的場合[14-16]。為此有必要突破現有技術瓶頸，尋求一款傳輸功率在1kW左右且具有低成本、高可靠性、高效率和高功率因數的家電領域用單管型IPT電源。

針對上述問題，本文提出了一種用單個開關管逆變就能實現IPT的電源。該電源主電路一次側借鑒了并聯諧振式電磁爐的一次電路，而其二次電路和電磁爐截然不同。電磁爐的二次線圈由一次線圈在電炒鍋上形成的渦流環形成，通過渦流發熱來加熱食物；而所提出的IPT電源的二次側由距離30mm的感應線圈、并聯補償電容、高頻全橋整流橋、濾波電容和廚用豆漿機（或果蔬機）負載組成，電機負載需要有效值220V、100Hz的正弦波為其供電。電磁爐在控制上僅需固定的脈寬+暫載率控制即可，而所提方案采用PWM+PFM組合的控制方法，既可使開關管實現零電壓導通和零電壓關斷，又使系統在開關管導通和關斷期間均可傳輸能量，從而降低了開關損耗，增加了可靠性，突破了單管電源輸出功率小的技術瓶頸，其傳輸功率可達1kW，保證了電能的高效利用。與同功率的半橋和全橋 IPT電源相比，單管IPT電源由于只有一個開關管且在導通和關斷時都實現了軟開關，具有電路結構簡單、體積小、成本低、可靠性和效率高的特點，仿真及實驗均表明了上述特點。

2 所研究的IPT電源系統

2.1 IPT電源的系統結構

所研究IPT電源的系統結構圖如圖1所示。電感Li和電容Ci組成LC濾波電路，用于提高電路的功率因數，代替傳統IPT電源里的鎖相環電路；電阻R1和R2組成電壓檢測電路，用于檢測LC濾波后的電壓，由此判斷IPT電源的輸入電壓是否過電壓或欠電壓；一次發射線圈Lp、一次補償電容Cp、二次接收線圈Ls及二次補償電容Cs組成諧振耦合網絡，Cp對Lp進行諧振補償；Cs對Ls進行諧振補償，并通過Vce檢測電路實現開關管Q的零電壓導通和零電壓關斷。單片機控制電路用于控制功率傳輸，并通過驅動電路，控制開關管Q。

圖1 系統結構Fig.1 System structure diagram

AC220V經全橋整流、LC濾波后轉換成峰值310V的電壓，單管逆變電路將該電壓轉換為高頻方波電壓并施加到Lp的兩端，由Lp將能量傳遞給Ls，Ls兩端的電壓經全橋整流和電容Co濾波后轉換成有效值為 220V的電壓供負載使用。電壓檢測電路和電流檢測電路一起用于調控電源的輸出功率。

2.2 IPT電源的工作過程

圖2為所研究IPT電源的工作過程波形圖。

（1）階段 1（t0～t1）。在這一階段，驅動信號Vge由低電平變為高電平，由于電感電流iLp為負，開關管Q的二極管導通。

（2）階段 2（t1～t2）。電感電流iLp由負變正，開關管 Q導通，電感電流iLp流經開關管 Q，由于電容Cp電壓pCV˙等于輸入電壓，開關管電流Ice近似線性增加。

（3）階段3（t2～t3）。驅動信號Vge由高電平變為低電平，開關管 Q關斷，電感電流iLp由電容Cp續流，由于電容Cp電壓pCV˙緩慢下降，開關管耐壓Vce緩慢上升，因此，開關管Q為零電壓關斷。從t2時刻起，電感Lp與電容Cp進入諧振狀態。

（4）階段 4（t3～t4）。到t3時刻，電容Cp電壓放電到零，電感電流iLp給電容Cp反向充電，到t4時刻，電容Cp電壓pCV˙諧振到最大值，此時開關管Q耐壓Vce達到最大值。

（5）階段 5（t4～t5）。到t4時刻，電感電流iLp變向，電容Cp開始放電，開關管 Q耐壓降低；到t5時刻，電容Cp電壓VCp放電到零，電感電流iLp依然為負。

（6）階段 6（t5～t6）。t5時刻之后，電感Lp又給電容Cp充電，電容電壓上升；到t6時刻，電容電壓pCV˙上升為輸入電壓，并鉗位到此值，此時開關管耐壓降Vce=0，由于電感電流iLp仍舊為負，開關管的體二極管導通。

（7）階段 7（t6～t7）。此階段為死區時間，t7時刻，驅動信號Vge再次到來，由于電感電流iLp依舊為負，且開關管Q的體二極管已經導通，因此實現開關管的零電壓導通。至此，一個開關周期結束。

圖2 主電路工作波形Fig.2 Operating waveforms of the main circuit

2.3 IPT電源的主電路建模

通過互感模型法對主電路進行分析，可得圖 3所示IPT電源主電路的等效電路。該圖由直流輸入、開關網絡、諧振耦合網絡、二次全橋整流、電容濾波和直流輸出組成。圖3中i.FHAu˙ 為諧振網絡的輸入電壓，Rp、Rs分別為一次、二次線圈內阻，M為發射線圈Lp與接收線圈Ls的互感，Ro為負載電阻，R為等效負載，Zs為二次回路等效阻抗，Ze為二次回路等效到一次電路的等效阻抗。諧振耦合網絡的一次發射線圈采用并聯電容Cp補償，二次接收線圈采用并聯電容Cs補償[17-19]。其中，Cp采用耐壓較高的電容，Cs采用耐流較大的電容，且Cp、Cs的頻率穩定性都較高。

圖3 主電路的等效電路Fig.3 The equivalent circuit diagram of the main circuit

通過對圖3所示的等效電路進行建模和分析，并根據文獻[4,7]的推導方式可推導出

諧振網絡的輸入電壓為

由于i.FHAu˙ 為一方波電壓，其基波分量有效值為

二次接收線圈產生的電壓為

由此可得輸出電壓為

由式（5）和式（8）可得諧振網絡的電壓增益為

利用Mathcad軟件可得如圖4所示直流增益MV隨不同參數變化的曲線，其中a=LpLs。

圖4 電壓增益變化曲線Fig.4 Voltage gain curves

根據圖4所示的電壓增益隨不同參數變化的曲線可進行諧振網絡參數的優化設計。

2.4 IPT電源的諧振參數設計

（1）二次諧振頻率的設計。為了使IPT電源的輸出功率達到最大，需要將接收線圈Ls和二次補償電容Cs的諧振頻率設置在開關管 Q的開關頻率fs處，即開關頻率。

（2）一次諧振頻率的設計。由文獻[5]可知一次補償電容Cp需滿足

式中，fp為發射線圈Lp與一次補償電容Cp的諧振頻率。

由圖2所示主電路工作過程可知，要使開關管Q實現零電壓導通，需保證在驅動信號到來之前，一次補償電容的電壓諧振到輸入電壓。故通常一次諧振頻率fp只需略大于開關頻率fs，這樣方可保證零電壓導通。但是在本設計中，由于pCV˙在t2、t6時刻對應的電壓為輸入電壓，不為0，故一個周期內，Lp、Cp實際的諧振時間大于半個一次諧振周期，其真正半個諧振周期所對應的時間為t3～t5，故fp明顯大于fs，因此在設置fp時，需要特別注意。

2.5 IPT電源的輸出電壓控制

由圖4所示電壓增益曲線可知，當輸出電壓變化時，為得到穩定的輸出電壓需相應地改變開關管工作頻率fs。但隨著fs接近一次諧振頻率fp，圖 2中t6～t7所對應的死區時間逐漸減小，直到某一頻率，開關管無法再實現零電壓導通，導致開關損耗急劇增加，從而使效率顯著降低。

為保證一定的死區時間，增加Vce檢測電路，當檢測到Vce下降到0與Vge變為高電平之間的時間差減小到一定值時，降低驅動信號Vge的占空比，以便能繼續增加開關管工作頻率fs。這樣通過變頻+變占空比的控制方式便可達到控制輸出電壓穩定的目的。

3 仿真與實驗

為驗證所提出的電路拓撲及其控制方法的可行性和正確性，對所設計的電源進行了仿真和實驗。圖 5為采用 Saber仿真軟件進行的仿真。其中Vge為驅動波形，id為開關管Q的體二極管電流，Ice為流過開關管Q的電流，Vce為施加在開關管上的電壓。

圖5 主電路仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of the main circuit

由圖5可知，在Vge變為高電平之前，Vce已降為0，且開關管Q的體二極管已經導通，故可實現零電壓導通；在驅動信號Vge關斷之后，開關管耐壓Vce緩慢上升，同時也實現了零電壓關斷。

根據本文所論述的設計方法，設計了一臺額定功率為1kW的為廚房用無尾豆漿機（或果蔬機）供電的IPT電源樣機。盡管在輸入端采用較小的整流濾波電容，但通過PFC+PWM控制，在負載變化時也能保證無線電能傳輸電源的輸出基本穩定。其主要的設計參數如下：輸入交流電壓為 180～264V/50Hz，輸出電壓有效值為220V、100Hz的正弦波，一次發射線圈電感Lp=220μH，二次接收線圈電感Ls=50μH，一次補償電容Cp=160nF，二次補償電容Cs=1 100nF，一次、二次線圈距離為30mm，一次、二次線圈互感為35μH。

圖6為所設計IPT電源樣機的軟開關實驗波形。由圖 6可知，當驅動信號Vge變為高電平之前，開關管耐壓Vce已降為0，實現了零電壓導通；驅動信號Vge變為低電平之后，開關管耐壓Vce緩慢上升，開關管同時能夠實現零電壓關斷。

圖6 軟開關波形Fig.6 Soft switching waveforms

圖7為當一次、二次線圈中心對齊，且距離設定為30mm時，輸入電壓和輸入電流的波形。由圖7可知輸入電流為正弦波，且輸入電壓和輸入電流同相位，因此樣機的功率因數較高。

圖7 輸入電壓、電流波形Fig.7 The input voltage and current waveforms

當一次、二次線圈垂直距離為30mm定值而中心偏移時，測量IPT電源的功率因數和效率，并分別繪制成對應的曲線。圖8為功率因數隨中心偏移距離變化的曲線。由圖8可知，當線圈中心偏移在40mm內時，電源的功率因數在0.98以上。由此可知當輸入端采用較小的無極性整流濾波電容時，對用該系統不僅不影響輸出波形，而且具有較高的功率因數。

圖8 功率因數隨線圈中心偏移變化Fig.8 Power factor changing with the coil center offset

圖9為效率隨線圈中心偏移距離變化的曲線。

圖9 效率隨線圈中心偏移變化Fig.9 Efficiency changing with the coil vertical offset

由圖9可知，當線圈中心偏移在15mm內時，效率在0.890～0.895之間，偏移量在35mm內時，效率在0.85以上。由此可知，在實際應用中當一二次線圈垂直距離為30mm定值（櫥柜臺面厚度）不變而中心偏移在40mm內時，電源均具有較高的工作效率。其原因分析為：①主電路只有一個開關管，且實現了零電壓導通和零電壓關斷，減少了開關損耗，提高了效率。②在PFM+PWM的控制方式下，主電路參數的選取較為合適，在負載急劇變化的情況下既保證了輸出的穩定性，也提高了傳輸效率。

4 結論

通過仿真和實驗驗證，給出如下結論：

（1）所提出的單管逆變電路通過零電壓導通和零電壓關斷并輔以變頻+變占空比的功率傳輸控制可以制作成1kW等級的IPT電源，其具有元器件少、體積小、成本低、效率高及可靠性高等優點。

（2）在所提方案中采用 LC濾波電路代替傳統的鎖相環電路用于提高功率因數，具有電路簡單、功率因數高的優點。

（3）所提出電路拓撲的參數設計方法和功率傳輸控制方法證明是正確的和行之有效的。

（4）所提IPT方案除可用作家用電器領域的無線電能傳輸電源外，還可在對二次電路稍加改動后用于同樣功率等級的無線充電設備上。

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