一種具有中點電位平衡可降低損耗的三電平空間矢量調制方法

劉 斌 黃凱倫 伍家駒 李 俊

（1. 南昌航空大學信息工程學院 南昌 330063 2. 雄洲美能科技有限公司 深圳 518052）

1 引言

隨著新能源產業的不斷發展，光伏并網逆變器已經成為研究及應用熱點，其裝機容量迅速增加，三電平乃至多電平逆變器應用越加廣泛，其相較于兩電平具有輸出容量大，受電磁干擾（EMI）影響小，另外由于輸出電平階數增加，使得諧波含量小，波形質量提高以及逆變輸出dv/dt低，優勢明顯。而主功率器件的增加，多電平調制策略更加多樣化，空間矢量調制（SVPWM）具有直流電源電壓利用率高、容易數字實現等優點，廣泛應用于三電平逆變器。

由于光伏產業及其他工業領域對大功率逆變器的需求不斷增加以及大功率器件開關頻率的不斷提高，開關器件的開關損耗已不可忽視，不僅降低了系統的效率，而且要求系統具備更好的散熱能力。目前降低開關損耗的方法，一方面是在硬件方面改進，如采用高性能的功率器件、采用軟開關技術等，但這將提高生產的成本；另一方面可通過改進調制方法，如不連續SVPWM等。傳統不連續SVPWM在各相半個周期中，開關器件有 60°不動作，使開關次數比連續 SVPWM降低 1/3，從而有效的降低開關損耗。

而多電平NPC逆變器中，中點電位是其固有的缺點，由于中點電流由母線電容提供，只要中點電流不為零，中點電位就會相應的發生變化。中點電位浮動太大將導致輸出電壓畸變、開關器件承受的電壓不一致甚至擊穿等一系列問題。隨著研究的深入，中點電位平衡的控制方式主要分成三大類，即被動控制（passive control）、滯環控制（hysteretic control）和主動控制（active control）。其中，滯環控制是相對簡單的閉環控制技術，也是實際應用方案的主流。

目前，對三電平NPC逆變器調制方法的研究大多將中點電位平衡問題和開關損耗分開研究，或者只針對中點電位的平衡問題[1-6]，或者只針對開關損耗問題[7-9]，文獻[10]提出了一種實現降低開關損耗和中點電位平衡的協調控制方法，但其不開關區離散分布在開關區域，開關損耗降低不明顯。

本文提出一種具有中點電位平衡控制的三電平不連續SVPWM方法。該方法有效降低開關損耗，并且控制中點電位平衡。仿真和實驗結果證明了本文所提調制方法的可行性和有效性。

2 三電平逆變器及其中點電位

圖1為三相三電平NPC光伏并網逆變器拓撲結構。Vdc為直流輸入電壓，C1、C2為直流側母線電容，A、B、C為三相市電。逆變部分各橋臂有4個功率開關管，其中開關管 Sx1（x=a、b、c，下同）和Sx3互補，Sx2和Sx4互補，共具有三種輸出狀態，分別為P、O、N。P狀態表示上橋臂開關管Sx1、Sx2導通，O狀態表示中間兩管 Sx2、Sx3導通，N狀態表示下橋臂開關管Sx3、Sx4導通。

圖1 三相三電平NPC并網逆變器拓撲結構Fig.1 Topology of three-level NPC grid connected inverter

三電平共27個電壓空間矢量：3個零矢量、12個小矢量、6個中矢量和6個大矢量，空間矢量分布圖如圖2所示（1.0區表示第1扇區第0小區，其他類推）。其中，零矢量和大矢量對中點電位沒有影響；中矢量沒有冗余矢量，控制中點電位相對復雜；而小矢量具有相同輸出電壓和對中點電位作用恰好相反的冗余矢量，因此一般通過控制具有冗余矢量的小矢量的作用時間來實現中點電位的平衡控制。具體也可參考相關文獻[11,12]。

圖2 三電平逆變器空間矢量分布圖Fig.2 Space vector diagram of three-level inverter

3 三電平不連續調制

3.1 中點電位平衡

傳統的“最近三矢量”七段式空間矢量調制，每個開關周期都可調整小矢量不同狀態組合的作用時間來控制直流側電容中點電位在一定的范圍內浮動。三電平不連續SVPWM是在一個區域內某相開關管不動作，其他兩相只動作一次，減少開關次數，降低開關損耗，在一個開關周期中每個電壓矢量只能使用一次，一般采用五段式的調制方法，因此一個開關周期內小矢量只能使用一次，不能用傳統七段式的方法來控制中點電位。

中點電位浮動大小可以由直流側電容電位差ΔV=VC1-VC2來判斷。通過分析，在單位功率因數下，五段式不連續調制每個小區均可分成對中點電位影響相反的兩種矢量序列方式，以第1扇區為例的兩種矢量序列方式可見表1，其他扇區可類推：方式 0為可導致ΔV下降的矢量序列方式；方式1為導致ΔV上升的矢量序列方式。其中1.3小區方式1中使用POO狀態組合是為符合下文所述的方式切換條件，在1.3小區內POO矢量雖然會使ΔV下降，但其作用時間很短，總體上方式 1仍然使得ΔV上升。那么，同一個小區不同的開關周期按一定的方法使用以上兩種矢量序列方式，在整體上是可調整中點電位的。

表1 第1扇區的矢量序列方式Tab.1 The vector sequence modes of first sextant

3.2 在相電流最大值附近開關管不動作

顯然，在相電流最大值附近該相開關管不動作（以下簡稱大電流不開關），減少了開關器件在大電流區域的開關次數，從而最大程度地降低開關損耗。以單位功率因數下第1扇區為例分析，逆變器穩態運行在調制度/3＜M＜1時，參考電壓矢量運行在每個扇區的 4-2-3-5（或 5-3-2-4）小區，第 1扇區中1.2小區和1.4小區A相電流最大，1.3小區和1.5小區 C相電流最大，為實現大電流不開關，應在1.4小區運行方式0，在1.5小區運行方式1。如果在 1.2小區實現大電流不開關，需要采用的矢量序列為PPO-POO-PON-POO-PPO，但1.2小區B相電流為負，在矢量序列上卻有P出現，線電壓會出現較高的幅值跳變，1.3小區的情況類似。

圖3 第1扇區Fig.3 Fist sextant

設調制度為M，參考電壓矢量Vref，V1為Vref在1.4小區邊界時距離小矢量POO的長度，V2為零矢量與小矢量POO間的長度，如圖3所示。

Vref的長度可表示為

由余弦定理得

由正弦定理得

將式（1）代入式（2）、式（3）可求出θ的值。當調制度M=0.89時，可算得θ=25.895°，即每一相半個周期內的大電流不開關角度為51.79°。那么在4、5小區實現大電流不開關可使開關損耗降低28.8%。因此選擇在1.0、1.1、1.2、1.3小區內調節中點電位，在1.4、1.5小區內實現大電流不開關，既可控制中點電位平衡，又可使開關損耗明顯下降。

為使中點電位保持在合理的浮動范圍內，引入上文所提中點電位控制方法，并加入滯環反饋環節，控制框圖如圖4所示，這樣便可簡單的控制中點電位平衡。

圖4 中點電位平衡控制框圖Fig.4 Diagram of neutral point potential balancing control

ΔV有可能在不開關區內（即4、5小區）超出閾值使不開關角度減小，那么可以選擇適當的閾值以及減小不開關角度，使得開關損耗有效降低并且中點電位保持在合理范圍。通過表1可知，若實現不連續調制需要在不開關區域內保持同一種方式（方式 0或方式 1），將使得ΔV不斷偏移（下降或上升），因此這段區域內的中點電荷的變化量最大。這段區域內的中點電荷變化量ΔQmax可表示為這段時間內各開關周期中點電荷ΔQ的累加和。一個開關周期內中點電荷的變化量表示為

式中，tN為矢量的作用時間；iN為矢量對應的流入中點的電流，N=0,1,2。

各相的作用時間可由伏秒平衡公式算出，電流iN可由輸出功率及相角確定，通過式（4）可得到中點電荷的最大變化量ΔQmax。中點電荷變化量ΔQ可由式（5）表示。

顯然當ΔV的浮動最大，中點電荷的變化最大。ΔV的最大浮動范圍ΔVmax由式（6）表示。

由式（4）～式（6），在調制度、輸出功率以及直流側電容容值Cc確定的情況下，就可以選取合適的ΔV閾值以保證中點電位不會過大浮動或者頻繁超過閾值而導致大電流不開關角度減小。

3.3 小區間過渡時的矢量切換方式

三電平調制方法采用的矢量序列要滿足兩個基本條件，否則將失去三電平的優勢，甚至退化為兩電平：①前后兩個矢量切換時，同一相不能出現 P與N之間的直接切換。②前后兩個矢量切換時，不能出現任何兩相同時都有開關動作。

顯然，小區內的方式切換是滿足兩個基本條件的，下面研究小區之間的矢量切換是否滿足兩個基本條件。

矢量計算公式

式中

設ua、ub、uc為三相正序市電，由式（7）可得，穩態運行時Vref逆時針旋轉；當調制度M≤1時，有；當過調制時根據其角度采用相應扇區的4小區或5小區的矢量。

根據refV的不同取值，會有不同的小區間過渡可能，以第一扇區為例，見表2。

表2 第一扇區和相鄰扇區間可能的小區過渡Tab.2 Transition between sections of first sextant

由表2可推出，小區過渡的前后矢量序列方式隨意切換，否則不能滿足兩個基本條件，例如小區1.2方式1向小區1.3方式0切換時就不能滿足基本條件；另外當Vref出現跳變也可能導致小區過渡不能滿足兩個基本條件。為此，可令后矢量序列在小區過渡時按固定的方式切換，之后再由小區內部根據中點電位平衡需要和大電流不開關原則選擇矢量序列方式。參考電壓矢量在這些小區之間過渡時，如何采用方式0或方式1來實現前后矢量切換且符合兩個基本條件，可通過表3來表示。

表3 小區間過渡時的矢量序列方式Tab.3 Vector sequence modes of transition between sections

表 3a為第一扇區內小區間由上向下過渡時應采取的矢量序列方式，表3b為不同扇區間小區過渡時應采取的矢量序列方式。“0”表示切換時應使用方式 0；“1”表示切換時應使用方式 1；“Any”表示切換時使用任意方式都是可行的；“×”表示正常運行不可能出現的矢量切換區域；在 1.4小區切換到1.5小區時寫的“11 00”表示若前矢量序列是按方式0運行那么后矢量序列也應該采用方式0；在由1.0小區過渡到1.5小區的黑色框體表示兩者之間若直接切換是無法滿足前后矢量切換的兩個基本條件的，可以在發生1.0小區與1.5小區之間的相互過渡時，強制把后矢量序列替換為1.2小區的矢量序列，這樣雖然會發生振動，但不會違反兩個基本條件。

在此條件下，整個系統可以應用三電平5段式的調制方法正常運行，控制中點電位平衡，并且減少開關次數，提高效率。

4 仿真驗證

以圖1所示三相三電平NPC并網逆變器架構作為本文仿真和實驗的拓撲結構。用Matlab/Simulink軟件對本文所提出的調制方法進行仿真研究，控制算法基于Matlab中的可編程塊S-Function實現。相關仿真參數為：并網直流側輸入電壓Vdc=600V，即調制度M約為0.89，輸出功率10kW，三相市電相電壓為 220V/50Hz，直流側電容C1=C2=9 00μF ，開關頻率為 19.2kHz，ΔV的閾值VthH=10V、VthL=?10V。

仿真中圖 5為線電壓Uab輸出脈寬波形，線電壓沒有出現較大跳變的情況，可知本文所提的調制方法在矢量切換時滿足兩個基本條件。

圖5 線電壓輸出脈寬仿真波形Fig.5 Simulation waveform of output line voltage PWM

圖6為A相輸出電流以及開關管Sa1、Sa4的脈寬仿真波形，圖中開關器件在該相大電流區有2.86ms（51.48°）不動作，由此可推出此調制方法有效地較大程度地降低開關損耗。

圖6 輸出電流和開關管脈寬調制仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output current and switches PWM

圖7所示為直流側電容電壓波形和電容電位差ΔV波形，直流電容電壓在300V±5V內浮動，ΔV在±10V內浮動，中點電位控制在合理范圍內。

圖7 直流側電容VC1、VC2電壓和ΔV仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of bus capacitors voltage and ΔV

5 實驗驗證

為進一步驗證本文所提的不連續SVPWM調制方法的有效性，研制了一臺三電平并網逆變器進行實驗驗證，并與傳統的七段式調制方法進行效率對比。其電路元件與仿真參數相同，選用 TI公司的TMS320F2812作為主控制芯片；主功率開關器件為FGL40N120型號的IGBT；測量工具選用Tektronix TDS5104B型示波器、Tektronix TCPA300型電流探測儀和Sapphire Instruments SI-9110型電壓隔離探棒。

圖8是A相的電流、Sa1脈寬、線電壓Uab和直流側電容C1的電壓實驗波形，由圖可看出，線電壓Uab沒有太大的幅值跳變，VC1在10V±內浮動。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

圖9是A相電流和開關管Sa1、Sa4脈寬實驗波形，由圖9可看出，在大電流區域開關管的不動作時間有 2.845ms，即不開關角度約有 51.21°，可以有效的降低開關損耗。

圖9 電流實驗波形和Sa1、Sa4脈寬實驗信號Fig.9 Experimental waveforms of current and switch PWM

表4是傳統7段式調制方法和實現中點電位調整及大電流不開關的5段式調制方法之間的10組效率對比數據，其中Pi、Po分別為輸入輸出功率。由表可以看出當實現大電流不開關原則時，效率比傳統7段式提高了約為0.5%。

表4 效率對比Tab.4 Comparison of efficiency

6 結論

本文針對三電平 NPC逆變器降低開關損耗和控制中點電位平衡問題，提出一種新型的不連續空間矢量調制方法。

（1）根據基本矢量對中點電位的影響分為的兩種矢量序列方式，通過滯環控制切換矢量序列方式來調整中點電位平衡。

（2）減少了開關器件在大電流區域的開關次數，實現大電流不開關，較大程度地降低開關損耗。該調制方法與三電平七段調制算法相比，效率提高了約0.5%。

（3）仿真和實驗結果表明本文所提出空間矢量調制方法的可行性和有效性。

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