基于新型四象限開關單元的并聯型有源濾波器

陳 仲 王志輝 陳 淼

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

1 引言

有源電力濾波器（Active Power Filter，APF）因其突出的優點得到了廣泛的研究，在有源濾波器的拓撲結構[1-3]、諧波檢測[4,5]和控制策略[6-8]等方面取得了大量的研究成果和應用。已有的有源濾波器幾乎均采用電壓源型橋式變換電路，其存在的橋臂直通隱患，難以滿足某些場合，如航空航天領域、敏感性負載等對可靠性的高要求。為了避免直通往往在驅動信號中加入死區時間，但是由于引入非線性因素而必然導致有源濾波器補償性能的下降；兩者互相制約，往往不可兼得，而通過控制上的調整來抑制死區帶來的負面效應則顯得比較復雜[9,10]。

交錯降壓式電路（Interleaved Buck, IB）是近年來出現并得到研究的一種新型變流拓撲，其實質上是一種基于 DC-DC電路并聯構成的組合變換器[11-14]。鑒于其呈現出很多獨到的特性，特別是高可靠性和優異性能，將該逆變技術運用于有源電力濾波器中，具有一定的理論意義和實用價值。

本文在分析交錯降壓原型電路的基礎上，給出一種半橋交錯降壓式有源電力濾波器（Interleaved Buck-Active Power Filter，IB-APF）。詳細介紹其工作原理和控制策略，并設計了一臺 2kV·A、28kHz的原理樣機，通過仿真和實驗驗證該新型有源濾波器的可行性。進而通過對常用三端口網絡的分析和組合，研究交錯降壓開關單元的生成規律；基于交錯降壓開關單元，提出一族新穎的并聯型有源電力濾波器拓撲。

2 半橋交錯降壓并聯型APF

2.1 交錯降壓電路

Gerald R. Stanley等人提出一種用單管橋臂替代雙管橋臂結構的 DC-AC變流器[12]，它包含兩個橋臂和兩個濾波電感，主電路拓撲及其工作波形如圖1a和圖1b所示，其中，橋臂結構為功率管和二極管串聯形式，有效杜絕了橋臂直通的危險，極大提高了電路的可靠性；且可以分別優化設計對應的功率管和二極管，進一步提高變換效率和性能。

圖1 IB電路結構和基本工作原理Fig.1 Topology and operation principle of interleaved buck circuit

在理想條件下，該逆變器輸出標準正弦電壓和電流，電感電流iL1、iL2為臨界連續的正弦電流，兩者與輸出電流保持同頻同相位。但是，當輕載條件時，電感儲能能力有限，輸出電流斷續會導致輸出電壓出現畸變。因此，在導通電感中增加一定的偏置電流 Δi以保證電感電流iL1、iL2始終連續。但是由于偏置電流 Δi作為環流始終存在卻不參與電能傳輸，因此大大降低了變換器效率。

由于該變流器在傳輸和回饋電能階段均可看成是 Buck電路的工作性質，因此可被稱為交錯降壓式電路（Interleaved-Buck，IB）。基于對IB電路的分析，本文提出一種半橋結構的新型APF，本文稱之為半橋交錯降壓式APF（以下簡稱半橋IB-APF），繼承了IB電路內在具有的優勢。

2.2 半橋交錯降壓式有源濾波器

圖2所示為半橋 IB-APF的系統框圖，其中半橋IB-APF根據IB拓撲結構對傳統半橋APF的雙管橋臂進行改進，采用開關管和二極管反相串聯橋臂結構（VD1和Q1串聯，Q2和VD2串聯），直流側采用分裂電容（C1和C2）結構，兩個橋臂中點E、F之間的串聯電感（L1和L2）中點 M和直流側分裂電容連接中點N作為APF的交流輸出接入電網PCC點。

圖2 半橋IB-APF系統框圖Fig.2 System diagram of half bridge IB-APF

只需要采樣電網電壓、負載電流，根據諧波及無功算法獲取補償電流基準，并維持直流側電容電壓的均衡與穩定，利用電流環和邏輯及驅動電路控制半橋 IB-APF即可完成對非線性負載的諧波抑制和無功補償目的。

3 IB-APF控制方法

3.1 工作原理

半橋 IB-APF補償系統諧波時的工作原理和模態分別對應圖3和表1中所示1、2、3、4四個過程。

圖3 半橋IB-APF工作原理Fig.3 Equivalent operation stage of half bridge IB-APF

為了提高APF的效率，采用一種新的電流控制方法以消除電感環流，其基本思想為：在開關管Q1、二極管 VD1和電感L1以及開關管 Q2、二極管 VD2和電感L2組成的兩路并聯Buck變換器中，前者傳輸負向補償電流iC1，后者傳輸正向補償電流iC2，兩路Buck電路的輸出電流疊加即為APF的總補償電流iC。因此，電感電流是斷續的波形，且始終為單一極性。

表1 半橋IB-APF工作模態Tab.1 Working model of half bridge IB-APF

3.2 調制方法

滯環電流控制硬件電路實現簡單，屬于實時控制，電流瞬態響應快；輸出電流的畸變始終保持在一個給定容差范圍內，峰值電流受到限制；電網電壓波動對控制影響不大，穩定性較好等。但是其開關頻率不固定，會隨補償電流變化而波動，開關紋波不易濾除，帶來并不期望的諧波流入電網，產生噪聲的問題；而且，大功率情況時，開關頻率不固定容易導致開關管失控。更重要的是，雖然電流脈寬不等固然可以維持電感端壓的伏秒平衡，但是會導致電容電荷的安秒不平衡，在半橋電路結構中，這種不平衡會導致直流側分裂電容電壓的不均衡，惡性循環的結果將使APF失控。因此，下文主要研究分析 IB-APF的三角波比較電流控制方法。

圖4所示為半橋IB-APF的SPWM控制原理。當調制波m與三角載波調制時，產生高頻雙極性控制信號Q，結合調制信號的低頻極性判斷信號q，可以得到開關管Q1、Q2的驅動信號。

APF的兩個橋臂中點電壓uEN、uFN也具有一定特點：補償電流iC＞0時，Q2高頻開關，uFN為±Udc，Q1所在橋臂和電感L1不參與功率傳輸，uEN跟隨電網電壓uS變化；反之，補償電流iC＜0時，Q1高頻開關，uEN為±Udc，Q2所在橋臂和電感L2不參與功率傳輸，uFN跟隨電網電壓uS變化。任何階段，參與工作的橋臂中點輸出電壓均為±Udc兩電平，所有功率器件承受的反向壓降為2Udc。

圖4 半橋IB-APF SPWM控制原理Fig.4 SPWM modulation strategy of half bridge IB-APF

結合其硬件實現方式，如圖2中所示邏輯及驅動電路，電流環輸出調制信號與三角載波進行調制可得圖4所示的控制信號Q，基準經過過零比較器得到圖 4所示的低頻極性判斷信號q，兩者均輸入與門可得驅動信號Q2，兩者均經過非門取反后輸入與門可得驅動信號Q1。

4 半橋IB-APF仿真和實驗驗證

為驗證所提APF及其控制方法的可行性，分別建立了仿真和實驗模型，對其補償效果和系統特性分別進行了仿真與實驗，參數如表2所示。

表2 2kV·A（6kV·A）APF 系統參數Tab.2 Parameters of 2kV·A（6kV·A）prototype

試驗中負載為8Ω電阻接10mH電感，電網輸出有功功率約為5kW。

圖 5所示為半橋IB-APF仿真關鍵波形，從上到下依次是電網電壓uS、負載電流iL、電網電流iS以及補償電流iC。補償后的電網電流正弦且與電網電壓相位一致，半橋并聯型 IB-APF獲得了良好的補償效果。

圖5 半橋IB-APF 仿真關鍵波形Fig.5 Key simulation waveforms of half bridge IB-APF

橋臂中點輸出電壓和電感電流仿真波形如圖 6所示，其中一組橋臂的中點輸出電壓呈現高頻變化，而另一組則跟隨電網電壓變化，反之亦然，這與之前理論分析相同。電感電流為斷續的直流高頻變化量，設計時考慮其特點可以適當降低電感值，有助于成本和體積的減小。

圖6 橋臂電壓uEN、uFN和電感電流iL1、iL2仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of uEN、uFNandiL1、iL2

圖7 單相半橋IB-APF實驗關鍵波形Fig.7 Key experimental waveforms in single-phase application

如圖7所示半橋并聯型IB-APF的實驗關鍵波形，至上而下依次是電網電壓uS、負載電流iL、電網電流iS、補償電流iC以及直流側電容電壓Udc1、Udc2。此時直流側電容電壓均衡為400V。

對補償前后的電網電壓和電網電流進行 THD和FFT頻譜分析，如圖8所示。電網電壓和電網電流THD值在補償前分別為7.28%和28.42%，補償后畸變率均得到了改善，分別降為4.64%和3.55%，半橋IB-APF取得了較好的補償效果。電網電流中主要含量的3、5、7、9次諧波由24.64%、11.74%、5.99%和2.92%分別降為1.76%、0.61%、0.26%和1.72%。

圖8 單相系統補償前后電網電流頻譜分析Fig.8 Spectrum analysis of grid current before and after compensation

在相同的參數下建立三相半橋 IB-APF實驗系統，負載為15Ω電阻串接20mH電感，得到如圖9所示的A相實驗關鍵波形，至上而下依次是電網電壓、負載電流、電網電流以及補償電流。此時，三相工頻電網輸出有功功率為16kV·A，電網電流峰值約為35A。

圖9 三相半橋IB-APF實驗A相關鍵波形Fig.9 Key experimental waveforms of phase-A in three-phase application

對補償前后 A相電網電壓和電網電流進行THD和FFT頻譜分析，如圖10所示。A相電網電壓和電網電流的 THD由補償前的 5.13%和 25.94%降為補償后的3.18%和4.32%，大部分6n±1次諧波均受到抑制。

圖10 三相系統補償前后A相電網電流THD分析Fig.10 Spectrum analysis of phase-A grid current before and after compensation

通過上述仿真和實驗結果可知，半橋并聯型IB-APF在單相和三相系統中均取得了較好的補償效果，驗證了之前理論的正確性。

5 基于新型開關單元的一族IB-APF

5.1 新型三端口網絡

IB電路的基本思想來源于傳統半橋電路，因此IB-APF具有這兩種電路的一般特點：直流側需要兩個分裂電容；需要兩個功率開關管；直流電壓利用率低。但 IB-APF獨特的電路結構使其相對傳統半橋型APF有其獨特優勢：避免橋臂直通，控制無需死區，有利于提高開關頻率，APF損耗較低。

傳統半橋APF為了獲得更好的諧波補償效果，需要將開關頻率盡可能提高，因此導致死區時間在開關周期內比例加大，引起跟蹤補償誤差，但是不加入死區又可能引起APF的安全運行，降低系統可靠性。同時，由于開關器件的體二極管性能較差，反向恢復電流大，恢復時間長，補償電流經過體二極管續流會帶來較大的損耗。相反，半橋 IB-APF的單管橋臂結構理想條件下完全杜絕了橋臂直通問題，免去了常規控制需要的死區時間[9,10]，不僅降低了控制的復雜性，更重要的是其減小了跟蹤誤差，提高了補償精度，同時允許的情況下可以進一步提高開關頻率。開關管和續流二極管的設計得到解耦，通過優選功率二極管，降低了APF的開關損耗。

傳統的 DC-DC、DC-AC、AC-DC變換裝置最基本的組成單元為如圖11a、圖11b、圖11c所示的三種三端口網絡（以下簡稱三端口網絡a、b、c）。三端口網絡 a和 b均由一個二極管 VD，一個雙向開關管S和電感L組成，由于二極管的單向導電性，三個端口中始終存在兩個端口之間僅能單相傳輸功率，如圖中箭頭方向所指，因此三端口網絡a和b最常用于構建如Buck、Boost、Buck-Boost等DC-DC變換器，在交流系統中并無建樹。為了滿足三端口間功率能夠雙向流動，由雙向開關管替代前兩種三端口網絡中的二極管，得到如圖11c所示三端口網絡c，由兩個雙向開關管S1、S2以及電感L構成，最常用于構建可控橋式 AC-DC、DC-AC變換器。值得注意的是，為了防止直流側“+”“-”極短接，三端口網絡a、b、c中y端口往往不會接入直流側“+”極，而三端口網絡c用于AC-DC、DC-AC變換器時，必須杜絕S1、S2同時導通的可能。

圖11 幾種三端口網絡Fig.11 Several three-port netwoks

通過以上分析可知，為了構建交流功率變換裝置，三端口網絡中需要x與z、y與z兩兩端口間功率能夠雙向傳輸，而x與y之間功率的雙向傳輸對功率變換而言有害無益。傳統的雙管橋臂結構通過增加死區來避免該雙向通路，其隱患并沒消除。

考慮到三端口網絡 a、b中端口 x與 z、y與 z之間的功率傳輸通道正好互補，而x與y之間始終為單相傳輸通道，因此可以利用二者的并聯結構構建新的三端口網絡：三端口網絡a、b中同名三端口均相連，可得如圖 11d所示的三端口網絡 d，三端口網絡a、b成為d的子網絡。d中x與z之間功率的雙向傳輸分別通過三端子網絡a、b來實現，y與z之間功率的雙向傳輸亦是如此，如圖中箭頭所指。因此，三端口網絡 d可以替代三端口網絡 c，構成新型的交流功率變流器，并帶來更佳的性能。這里命名該網絡為交錯降壓式開關單元。

5.2 一族并聯型IB-APF

基于三端口網絡d提出一族新穎的APF拓撲，如圖12a～圖12f所示。

圖12 一族新型APF的6種拓撲Fig.12 The six basic topologies of the new APF

圖 12a所示為半橋 IB-APF拓撲，這里不再贅述。

將傳統全橋 APF中雙管三端口網絡結構替換為交錯降壓式三端口網絡結構，得到如圖12b所示的全橋 IB-APF拓撲。該拓撲克服了半橋結構的直流側電壓利用率較低的問題，降低了系統成本和損耗，無需均壓，簡化了控制系統，更有利于提高APF的實用性和補償效果。

為了保證有源電力濾波器具備良好的補償特性，有必要盡可能提高開關頻率。但是在高功率環境中，開關器件首先面對的就是功率高低和工作頻率大小間的直接矛盾。為了緩解開關器件在功率等級和開關頻率間的矛盾，提高電力電子裝置對大功率的處理能力，人們對電力電子裝置及其控制手段進行了大量的探索研究，其最具代表性的科研成果是多重化技術、相移SPWM組合變流器以及多電平變流器等。其基本思想均是采用多個相同或相似模塊（開關器件）構建成新的電力電子裝置，對應一定的控制手段，減輕單開關器件的功率壓力。文獻[15]首先將H橋級聯型變流器應用至電能質量治理領域，并受到廣泛關注，當然，也有采用半橋拓撲進行級聯的變換器。將傳統級聯APF中雙管三端口網絡結構替換為交錯降壓式三端口網絡結構，則可以得到半橋級聯IB-APF拓撲（圖12c）和全橋級聯IB-APF拓撲（圖12d）。將全橋級聯IB-APF拓撲中的部分交錯降壓式三端口網絡還原為雙管三端口網絡，按照不同的鏈接方式又可以得到如圖12e和圖12f所示的混合型全橋級聯IB-APF拓撲，注意其中的功率管S5～S8工作在電網頻率，因此可以直接串聯從而可以使得電路更加簡潔，這兩種拓撲形式具有相同特性，且由于兩種三端口網絡的混合運用有效減少了APF的接口電感。

6 結論

本文提出了一族基于交錯降壓開關單元的新型有源電力濾波器拓撲，并以基于該開關單元的半橋有源電力濾波器為例進行了詳細的原理分析和實驗驗證。仿真和實驗結果表明該開關單元解決了橋臂直通隱患，并且可以實現無死區控制，功率管和二極管的設計可實現解耦和分別優化。相對于傳統拓撲，文中所提拓撲中所需要的電感數目有所增加，未來可通過磁性元件耦合的方法進一步簡化；而調制方式并未增加過多的復雜度。因此，總體而言該有源濾波器族具有獨特的特性和優勢，適用于高可靠性、高效、高性能的應用場合。

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