二極管鉗位型三電平逆變器共模電壓抑制

吳可麗　夏長亮　張　云　谷　鑫

（1. 天津大學電氣與自動化工程學院　天津　300072

2. 天津工業大學天津市電工電能新技術重點實驗室　天津　300387）

二極管鉗位型三電平逆變器共模電壓抑制

吳可麗1夏長亮1張云1谷鑫2

（1. 天津大學電氣與自動化工程學院天津300072

2. 天津工業大學天津市電工電能新技術重點實驗室天津300387）

二極管鉗位型（NPC）三電平逆變器是一種應用廣泛的多電平逆變器結構。中點電位不平衡是NPC三電平逆變器固有的缺點。傳統虛擬空間矢量調制（NTV2）能在輸出電壓全范圍內控制中點電位平衡，但其產生的共模電壓較大。針對上述缺點，提出了一種新型NTV2方法，選用產生共模電壓較小的基本電壓矢量合成新的虛擬小矢量和虛擬中矢量。同時，提出相占空比法，降低了新型NTV2方法的開關頻率，使其開關頻率固定。仿真和實驗結果驗證了新型NTV2方法能夠有效地抑制共模電壓，且在輸出電壓全范圍內控制中點電位平衡。

三電平逆變器共模電壓中點電位平衡虛擬空間矢量相占空比法

0　引言

在大功率應用場合中，多電平變換器由于其開關器件承受的電壓低、輸出電壓諧波含量小和開關頻率低等優點，得到了越來越廣泛的應用［1］。其中二極管鉗位型（Neutral Point Clamped，NPC）三電平逆變器是應用最廣泛的一種多電平結構，它只需要一個獨立的直流電壓源，對硬件的要求較低［2，3］。

中點電位不平衡是NPC三電平逆變器的主要缺點，目前控制中點電位平衡的方法總體上分硬件方法和調制方法。硬件方法需要增加硬件設備，使系統體積增大、成本增加［4，5］。而調制方法不會增加硬件設備和控制系統，是一種較好的選擇［6-8］。

虛擬空間矢量（Nearest Three Virtual Vectors，NTV2）調制方法利用基本電壓矢量合成新的虛擬空間矢量，每個虛擬空間矢量滿足產生的平均中點電流為零的條件，能夠在全范圍內控制中點電位平衡。但是由于傳統NTV2沒有顧及共模電壓，因此，輸出側產生的共模電壓大。共模電壓會帶來很多負面效應［9，10］。逆變器產生的較大的共模電壓在電動機的轉軸上感應出高幅值的軸電壓，并形成軸電流，破壞絕緣，縮短電動機的使用壽命。另外高頻共模電壓會產生高頻漏電流，從而產生電磁干擾，影響周圍電氣設備的正常工作。

而減小逆變器所產生共模干擾的方法主要有改變逆變器拓撲結構［11］和優化PWM控制［12-14］。改變逆變器拓撲結構有插入共模電感或電阻、采用軟開關型逆變器、增加濾波器和采用共模變壓器等，這類方法都需要增加額外的硬件設備，使系統體積增大，成本增加。優化PWM控制不會增加硬件設備，是一種較好的選擇。

本文提出了一種新型NTV2方法，通過重新定義虛擬矢量，在保證中點電位平衡的前提下，選用產生共模電壓較小的基本電壓矢量合成新的虛擬矢量。同時，提出相占空比法，降低了新型NTV2方法的開關頻率，使其開關頻率固定。所提方法能夠有效地抑制共模電壓，且在輸出電壓全范圍內控制中點電位平衡。

1　NPC三電平逆變器

圖1為NPC三電平逆變器的拓撲結構。NPC三電平逆變器的每相包含四個功率開關管和兩個鉗位二極管。a相的四個功率開關管分別為Sa1、Sa2、Sa3和Sa4，其輸出電平與功率開關管導通之間的關系見表1。b相、c相與a相具有相同的關系。

圖1　NPC三電平逆變器的拓撲結構Fig.1　NPC three-level inverter topology

表1　NPC三電平逆變器a相輸出電平與器件導通關系Tab.1　The relationship between NPC inverter output voltage and device conduction

表1中，0表示開關管關斷，1表示開關管開通。鉗位二極管將功率開關管的中點鉗位到直流母線的中點O，產生一個額外的電平，因此稱為三電平。輸出端a連接到直流母線的高電平端P時，輸出電平vaO=Vdc/2，記為輸出狀態P；輸出端a連接到直流母線的中點O時，輸出電平vaO=0，記為輸出狀態O；輸出端a連接到直流母線的低電平端N時，輸出電平vaO=-Vdc/2，記為輸出狀態N。

由于三電平電路的每相可以輸出三種電平P、O和N，所以三相共可輸出33=27種電平組合，即27種開關狀態。每種開關狀態對應的空間電壓矢量為

式中，vaO、vbO和vcO表示逆變器輸出的三相相電壓；V表示由三相相電壓合成的空間電壓矢量。

按照式（1），可產生27個基本空間電壓矢量，如圖2所示。

按照矢量的模長可將27個基本空間電壓矢量分成四類：大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。矢量分類見表2。

圖2　NPC三電平逆變器空間矢量Fig.2　NPC three-level inverter space vector diagram

表2　矢量分類Tab.2　Vector classification

2　傳統NTV2方法

2.1傳統虛擬空間矢量定義

傳統NTV2方法的基本思想是利用小矢量和中矢量合成虛擬空間矢量，虛擬空間矢量滿足產生的平均中點電流為零的條件。

傳統NTV2方法在第一扇區的空間矢量圖如圖3所示，其他扇區的矢量經過旋轉變換都可以映射到第一扇區。圖中VZ0表示虛擬零矢量；VZS1、VZS2表示虛擬小矢量；VZM1表示虛擬中矢量；VZL1、VZL2表示虛擬大矢量；Vref表示參考電壓矢量。

圖3　傳統NTV2方法在第一扇區的空間矢量Fig.3　Traditional NTV2space-vector diagram in the first sextant

定義虛擬零矢量為

虛擬零矢量VZ0跟基本零矢量V0（OOO）相同，由于基本零矢量V0（OOO）產生的中點電流為零，故虛擬零矢量VZ0產生的中點電流為零。

定義虛擬小矢量為

虛擬小矢量VZS1由基本小矢量VS1（ONN）、VS1（POO）合成，由于基本小矢量VS1（ONN）、VS1（POO）產生的中點電流分別為ia和-ia，故虛擬小矢量VZS1產生的中點電流為［ia+（-ia）］/2=0，同理VZS2產生的中點電流也為零。

定義虛擬中矢量為

虛擬中矢量VZM1由基本矢量VS1（ONN）、VM（PON）和VS2（PPO）合成，由于基本矢量VS1（ONN）、VM（PON）和VS2（PPO）產生的中點電流分別為ia、ib和ic，故虛擬中矢量產生的中點電流為（ia+ib+ic）/3=0。

定義虛擬大矢量為

虛擬大矢量VZL1、VZL2跟基本大矢量VL1（PNN）、VL2（PPN）相同，由于基本大矢量VL1（PNN）、VL2（PPN）產生的中點電流為零，故虛擬大矢量VZL1、VZL2產生的中點電流為零。

傳統NTV2方法合成的四類虛擬矢量都能保證在產生的中點電流為零，故傳統NTV2方法能夠在全范圍內控制中點電位平衡。

2.2開關頻率分析

在傳統NTV2方法中，每個扇區劃分成5個小三角形，每個小三角形的三個頂點包含有5個開關狀態。例如，小三角形3的3個頂點包含的開關狀態分別為ONN、PNN、PON、POO和PPO。為了降低開關頻率，合成參考電壓矢量的5個開關狀態切換次數應做到最少，相鄰的2個開關狀態組合中只有一相開關狀態發生變化，且只在O和N，或P和O之間變化，不能在P和N之間變化。傳統NTV2方法的第一扇區5個小三角形的開關序列見表3。從表中可以看出，在每個小三角形內，開關序列都以開關狀態ONN開始，以開關狀態PPO結尾，在下個采樣周期的開關序列與前一個周期的相反。

表3　傳統NTV2方法第一扇區的開關序列Tab.3　Switch sequence of traditional NTV2in the first sextant

當參考電壓矢量位于小三角形3中時，兩個采樣周期內基本矢量的作用序列如圖4所示。

圖4　傳統NTV2方法基本矢量的作用序列Fig.4　Switch sequence of traditional NTV2

從圖4中可以看出當參考電壓矢量位于小三角形3時，a相和c相橋臂的開關狀態在一個采樣周期內均切換了1次，b相橋臂的開關狀態切換了2次，三相橋臂的開關狀態共切換了4次。

3　新型NTV2方法

3.1新型虛擬空間矢量定義

為了減少共模電壓，本文對傳統NTV2方法中的虛擬小矢量和虛擬中矢量重新定義。新型NTV2方法在第一扇區中的空間矢量如圖5所示。

虛擬小矢量VZ′S1、VZ′S2采用基本零矢量和基本大矢量合成，定義虛擬小矢量為

圖5　新型NTV2方法第一扇區空間矢量Fig.5　New NTV2space-vector in the first sextant

由于基本零矢量和基本大矢量產生的中點電流都為零，故虛擬小矢量VZ′S1、VZ′S2產生的中點電流也為零。

虛擬中矢量VZ′S1采用三個基本中矢量合成，定義虛擬中矢量為

由于基本中矢量VM1（PON）、VM2（OPN）和VM6（PNO）產生的中點電流分別為ib、ia和ic，故虛擬中矢量VZ′S1產生的中點電流為（ia+ib+ic）/3=0。

虛擬零矢量VZ′S0和虛擬大矢量VZ′S1、VZ′S2的定義跟傳統NTV2方法相同。

由以上的分析可知，新型NTV2方法合成的四類虛擬矢量都能保證產生的中點電流為零，故新型NTV2方法能夠在全范圍內控制中點電位平衡。

3.2開關頻率分析

由于合成虛擬中矢量時采用了兩個相鄰扇區的中矢量，完全舍棄了小矢量，導致每個小三角形的3個頂點包含的開關狀態個數不一樣。例如，小三角形1的3個頂點包含的開關狀態分別為PNN、OOO和PPN，而小三角形3的3個頂點包含的開關狀態分別為PNN、PNO、PON、OPN和OOO。新型NTV2方法的第一扇區5個小三角形的開關序列見表4。從表中可以看出5個小三角形的開關狀態的個數不相同，且每個小三角形開關狀態切換的次數也不相等。

表4　新型NTV2方法的開關序列Tab.4　Switch sequence of new NTV2in the first sextant

當參考電壓矢量位于小三角形3中時，兩個采樣周期內基本矢量的作用序列如圖6所示。

圖6　新型NTV2方法開關狀態的作用序列Fig.6　Switch sequence of new NTV2

從圖6中可以看出當參考電壓矢量位于小三角形3時，a相橋臂的開關狀態在一個采樣周期內切換了1次，b相和c相橋臂的開關狀態均切換了3次，三相橋臂的開關狀態共切換了7次。

從上述的分析可知，NTV2方法每個小三角形的三個頂點代表的開關狀態個數不相等，在一個采樣周期內開關狀態切換的次數也不相等，且每個采樣周期內開關狀態切換的次數比傳統NTV2方法多，從而導致開關頻率不固定，開關頻率大大增加。

3.3相占空比法

為了解決新型虛擬空間矢量調制中出現的開關頻率不固定、開關頻率高的問題。本文根據一個采樣周期內所作用的每個基本矢量的占空比，計算a、b和c三相橋臂P、O和N三種電平的占空比，并在保證每一相P、O和N三種電平的占空比不變的前提下，對三相橋臂開關狀態的作用序列進行微調，從而減少一個周期內開關狀態切換次數，文中稱該方法為相占空比法。

當參考電壓矢量位于第一扇區小三角形3時，基本電壓矢量PNN、PNO、PON、OPN和OOO的占空比分別為d0、d1、d2、d3和d4，由相占空比法可得a相橋臂P狀態的占空比為d0+d1+d2，O狀態的點空比為d3+d4；b相橋臂N狀態的占空比為d0+d1，O狀態的點空比為d2+d4，P狀態的占空比為d3；c相橋臂O狀態的點空比為d1+d4，N狀態的占空比為d0+d2+d3。a、b和c三相橋臂調整后的開關狀態的作用序列如圖7所示。

從圖7中可以看出，采用相占空比法后，a相和c相橋臂的開關狀態在一個采樣周期內均切換了1次，b相橋臂的開關狀態切換了2次，三相橋臂的開關狀態共切換了4次。當參考電壓矢量位于第一扇區其他小三角形時，可得到相同的結論，且開關狀態的作用序列與圖7類似。當參考電壓矢量位于不同小三角形中時，a、b和c三相橋臂僅P、O和N三種電平的占空比不同。

圖7　采用相占空比法第一扇區開關狀態作用序列Fig.7　Switch sequence of phase duty cycle method in the first sextant

在一個采樣周期內采用相占空比法，a、b和c三相橋臂開關狀態的作用序列見表5。

表5　相占空比法的開關序列Tab.5　Switch sequence of phase duty cycle method

從表5中可以看出，與傳統NTV2調制方法相比，本文中的新型NTV2調制方法雖然改變了開關狀態和開關序列，但在采用了相占空比法后，兩者的開關次數是一樣的。此外，在一個采樣周期內，兩種調制方法下，三相橋臂N、O和P三種開關狀態的占空比是一致的，各個開關管開通和關斷的時間也是一樣的。

4　共模電壓分析

二極管鉗位型三電平逆變器輸出側產生的共模電壓為負載中性點n與參考電位點O之間的電壓。根據基爾霍夫電壓定律可得

式中，vaO、vbO、vcO、ia和ib、ic分別為逆變器三相輸出電壓和電流；vcom為逆變器產生的共模電壓；R和L分別為負載電阻和電感。在三相無中線系統中，由于ia+ib+ic=0則由式（8）～式（10）可得共模電壓為

由式（11）可知，共模電壓的大小由逆變器三相的開關狀態決定，以開關狀態ONN作用為例，a相輸出的電壓為0，b相和c相輸出的電壓均為-Vdc/2，由式（11）得共模電壓vcom=-Vdc/3，同理得二極管鉗位型三電平逆變器25個有效開關狀態產生的共模電壓值見表6。

表6　25個開關狀態產生的共模電壓Tab.6　Common-mode voltage of 25 switch states

從表6中可以看出所有的中矢量和零矢量OOO產生的共模電壓為零；大矢量和負小矢量產生的共模電壓為±Vdc/6；正小矢量產生的共模電壓為± Vdc/3。因此，有效矢量中正小矢量產生的共模電壓幅值最大。

由于在傳統NTV2方法中，虛擬小矢量由一對正負小矢量合成，虛擬中矢量由兩個正小矢量和一個中矢量合成，虛擬小矢量和虛擬中矢量都含有正小矢量，因此傳統NTV2方法產生的共模電壓幅值較大，最大值為Vdc/3。而在新型NTV2方法中虛擬小矢量V′ZS1、V′ZS2由零矢量和大矢量合成，虛擬中矢量V′ZS1由3個中矢量合成，新型NTV2方法中不含有正小矢量，故其產生的共模電壓幅值最大值為Vdc/6，比傳統NTV2方法產生的共模電壓幅值最大值Vdc/3減少了一半。

5　仿真和實驗

5.1仿真結果

本文在Simulink環境下建立了NPC三電平逆變器兩種NTV2方法仿真模型，所用負載為三相阻感負載。各個參數設置如下：直流母線電壓Vdc=100V，直流母線電容C1=C2=235μF，輸出頻率f=50Hz，載波頻率fs=6kHz，電阻R=10.5Ω，電感L=40mH。圖8和圖9分別為調制系數m取不同值時兩種NTV2方法的相電壓vaO、線電壓vab、線電流ia、電容電壓VC2和共模電壓vcom的仿真波形。

從圖8和圖9中可以看出新型NTV2方法產生的共模電壓為Vdc/6，比傳統NTV2方法的Vdc/3減少了一半，且兩種方法都能在輸出電壓全范圍內實現中點電位平衡。需要說明的是，在低調制系數下，兩種方法下的線電壓波形有較大區別。傳統NTV2調制方法的作用矢量為零矢量和小矢量，線電壓表現出3個電平；新型NTV2調制方法，為降低共模電壓，作用矢量為零矢量和大矢量，進一步應用相占空比法后，等效作用的矢量實際為中矢量、小矢量和零矢量，故線電壓中有5個電平。

圖8　傳統NTV2方法仿真波形Fig.8　Simulation waveforms of traditional NTV2modulation

圖9　新型NTV2方法仿真波形Fig.9　Simulation waveforms of new NTV2method

5.2實驗結果和分析

本文采用的實驗系統為以DSP（TMS320F2812）和FPGA（EP1C6Q240C8）為核心的NPC三電平逆變系統，實驗系統如圖10所示，功率開關管IGBT型號為25N120D，逆變器額定設計容量為10kV·A，實測效率為94.4%。實驗中其他參數與仿真參數一致。

圖10　三電平逆變器實驗系統Fig.10　Three-level inverter prototype

圖11和圖12分別為兩種方法下的實驗波形。由圖11和圖12可以看出，實驗結果和仿真結果一致，新型NTV2方法能夠有效抑制共模電壓，同時在輸出電壓全范圍內實現中點電位平衡。由于新型NTV2方法中虛擬中矢量的合成采用了相鄰兩個扇區的中矢量，而相占空比法又對其開關序列進行了微調，造成了新型NTV2方法的線電壓波形過零點附近比傳統NTV2方法的線電壓波形多出了一小部分，其成分主要為6k及其倍頻的高次諧波，當在阻感類負載中應用時，由于阻感負載可以等效為一個低通濾波器，故高次諧波對阻感負載的工作性能影響很小，這一點也可以從兩種方法的線電流頻譜分析圖中得到驗證，新型NTV2方法的線電流的諧波含量與傳統NTV2方法基本上是相同的。故新型NTV2方法能夠在基本不影響負載的工作性能的前提下，有效地抑制NPC三電平逆變器的共模電壓。

圖12　新型NTV2方法實驗波形Fig.12　Experimental waveforms of new NTV2method

6　結論

針對NPC三電平逆變器存在中點電位不平衡和輸出側產生共模電壓大的問題，本文采用大矢量和小矢量合成虛擬小矢量，三個中矢量合成虛擬中矢量的新型NTV2方法。同時，通過計算a、b和c三相橋臂P、O和N三種電平的占空比，并對三相橋臂開關狀態的作用序列進行微調，降低了新型NTV2方法的開關頻率，使其開關頻率固定。采用NPC三電平逆變器帶阻感負載，對傳統NTV2方法和新型NTV2方法進行了仿真和實驗驗證，結果證實新型NTV2方法在保證中點電位平衡的前提下，有效地抑制了共模電壓，提高了逆變器運行的整體性能。

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Common-Mode Voltage Suppression for Neutral-Point-Clamped Three-Level Inverter

Wu Keli1Xia Changliang1Zhang Yun1Gu Xin2
（1. Tianjin UniversityTianjin300072China
2. Tianjin Key Laboratory of Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy Tianjin Polytechnic UniversityTianjin300387China）

Neutral point clamped （NPC） three-level inverter is a widely used multilevel inverter topology. The neutral-point potential imbalance is the main drawback of NPC three-level inverter. The traditional NTV2modulation strategy can control the voltage balance over the full range of inverter output voltage. However，the inverter output side will produce high common-mode voltage. This paper proposes a new NTV2modulation strategy to solve the high common-mode voltage problem generated by the traditional NTV2modulation. This modulation selects the basic voltage vector that generates smaller common-mode voltage to synthesis a new small virtual vector and middle virtual vector. At the same time，the duty ratio method is put forward，to reduce and fix the switching frequency of the new NTV2modulation. The simulation and experimental results show that the new NTV2modulation can effectively suppress common-mode voltage，and it can also control the neutral-point voltage balance over the full range of inverter output voltage.

Three-level inverter，common-mode voltage，neutral-point potential balance，nearest three virtual vectors，phase duty cycle method

TM464

吳可麗女，1989年生，碩士，研究方向為三電平變換器。

夏長亮男，1968年生，教授，博士生導師，研究方向為電機系統及其控制。

國家重點基礎研究發展計劃（973計劃）（2013CB035602）和國家自然科學基金（51207104）資助項目。

2013-12-31改稿日期 2014-04-11