32通道TDICCD遙感相機模擬前端電路設計

王棟 韓志學 翟國芳

（北京空間機電研究所，北京 100094）

0 引言

電荷耦合元件（CCD）具有信號動態范圍大、量子效率高以及電荷轉移效率高等優點，在光電探測及成像領域獲得廣泛應用，而具有時間延遲積分（TDI）功能的TDICCD也在光學遙感相機領域廣泛使用[1]。隨著CCD設計、制造工藝的不斷發展以及成像領域應用的需要，TDICCD器件像元數量不斷增加，像元尺寸不斷縮小，同時集成多個光譜譜段的信息，像元速度不斷提高，使其模擬信號輸出通道大幅增加，同時信號輸出電壓幅值也相應減小。如果對模擬前端電路的噪聲信號處理不當，將減小TDICCD工作動態范圍，降低圖像信號品質，從而限制TDICCD成像系統的應用功能。因此，在高速成像系統中為了獲得較高品質的圖像，TDICCD成像系統模擬前端電路（AFE）的設計非常關鍵，因為在高速情況下模擬前端電路更容易引入干擾和噪聲[2-4]。

本文選擇一款TDICCD成像系統模擬前端電路專用器件來處理CCD模擬信號頻率為5MHz的32通道 TDICCD信號，設計完成模擬前端電路的方案，重點從模擬信號濾波放大電路的帶寬設置、相關雙采樣（CDS）技術箝位、采樣脈沖相位選擇、高速串行信號發送SerDes（Serializer/Deserializer）電路等方面進行分析，給出電路具體測試結果，采集實際圖像，并得到初步的信噪比指標參數。

1 模擬前端電路方案設計

模擬前端電路的作用是把 TDICCD輸出的模擬信號經過放大器濾波降噪及阻抗變換處理后，經過CDS、可變增益放大（PGA）和模擬數字轉換器（ADC）變換成相應的數字圖像信號，通過SerDes接口電路輸出至視頻處理器（video signal processor，VSP）。按照信號流流向，模擬前端電路位于 TDICCD信號流的開始階段，其輸出已經通過模數轉換變成數字信號，而后續數字電路對于噪聲的容限較高，幾乎不引入額外的電路噪聲，因此模擬前端電路對TDICCD遙感相機成像品質高低具有重要影響。目前模擬前端電路輸入端口需要的TDICCD信號電壓幅值一般在1V左右，根據不同的應用，ADC的量化位數往往在10bit以上，有些已經達到14～16bit，為了滿足這些要求，并使系統達到速度、性能、體積及功耗的最優，需要對模擬前端電路進行分析和合理設計。32通道CCD遙感相機模擬前端電路的功能組成如圖1所示，通道1～32的CCD模擬信號經過前置放大電路濾波放大后，進入模擬前端電路內部，通過CDS后，加入對CCD模擬信號幅值的直流偏置調整，通過可編程增益放大器后，進入14bit ADC完成模數變換，將并行數據轉換為低電壓差分信號（low voltage differential signal, LVDS）串行數據，然后將32通道數字圖像數據按照CCD器件的排列方式每16個通道合并為1組，通過高速SerDes接口電路輸出給后續的VSP，模擬前端電路主要性能參數指標見表1。

圖1 32通道模擬前端電路功能框圖Fig. 1 The function block diagram of 32 Channel analog front end circuit

在模擬前端電路設計中，除了對TDICCD模擬信號進行上述處理外，印制電路板（PCB）設計也是提高模擬前端電路性能的重要內容，如果忽略了PCB的電氣特性，所設計的模擬前端電路性能也會大幅降低。由于 AFE電路為數模混合電路，PCB設計時需要考慮模擬電路和數字電路之間的相互影響，因此設計時需遵循以下原則[5]：

表1 模擬前端電路主要性能指標Tab.1 Main specification of the analog front end circuit

1）為減小數字電路對模擬電路的干擾，應將模擬電路和數字電路分開布局，將PCB按照信號流向嚴格區分為數字和模擬分區，模擬信號在模擬分區走線，數字信號在數字分區走線，避免模擬和數字信號跨區走線；

2）模擬和數字分區采用獨立的電源和地平面，并使其保持緊密耦合，減小電源平面和地平面的阻抗，工程實踐表明，具有獨立地平面與電源平面的多層板可以獲得最佳的信號品質。將模擬電路和數字電路分區后，將模擬地和數字地單點連接，使得噪聲較大的數字電流不會通過模擬地耦合到模擬區域，影響敏感的CCD模擬信號。

3）如果混合信號器件具有比較低的數字電源電流，通常把這個混合信號器件當作模擬器件對待。例如CCD的VSP就是類似的芯片，其接地和電源去耦都要針對模擬地平面進行。

2 前置濾波放大電路帶寬設置

合理設計前置濾波放大電路的帶寬可以通過濾波有效減小CCD模擬信號中寬帶白噪聲的引入[6]。為了簡化問題，可以將CCD信號簡化為方波而忽略復位脈沖干擾，并假設前置濾波放大電路為一階RC低通濾波系統，在這種情況下，如果后續量化位數為N的模數轉換可以容忍的誤差為，并且采樣時鐘在方波信號達到最大幅值后的時間進行采樣[7]，則方波信號達到最大幅值的建立時間為

式中 T為像元周期。

該系統時間常數為

那么系統帶寬為

如果像元周期 T = 2 00ns ，即CCD模擬信號頻率為5MHz，，則同樣可以得到

如果A/D量化位數N=14，得到系統時間常數τ為

則系統帶寬為

即前置濾波放大電路的帶寬可以設計為 CCD模擬信號頻率的 6～7倍。濾波放大電路幅頻特性的Pspice軟件仿真曲線如圖2所示，其中輸入信號幅值為1V，通過設計前值濾波放大電路，一階RC低通濾波器的截止頻率為34.75MHz，而CCD模擬信號頻率為5MHz，濾波放大電路帶寬設置在模擬信號頻率的7倍。

圖2 運放濾波電路幅頻曲線的Pspice仿真曲線Fig.2 Amplitude-frequency simulation curve of filter circuit for operation amplifier with Pspice

3 CCD模擬信號CDS脈沖相位確定

目前遙感相機CCD輸出信號幅值的確定方法主要通過CDS技術，由濾波放大電路濾除CCD信號包含的寬帶白噪聲后，CDS技術可以抑制CCD模擬數據信號中所包含的復位噪聲[7-8]。本文提出的CDS通過集成CCD模擬前端電路通用器件來實現，該器件內部可以完成對最高頻率40MHz的兩路CCD模擬信號單獨進行相關雙采樣，同時器件內部集成精準的時鐘核，可根據CCD模擬信號速率對CDS脈沖信號與 CCD模擬信號之間的相位進行精確調整，調整精度可以達到模擬信號周期的 1/64，器件內部在CDS模式下進行箝位脈沖（CLAMP）和采樣脈沖（SAMPLE）相位進行調整的時序如圖3所示，從圖3可以看到，CLAMP和SAMPLE的起始和結束的相位均可以進行調整，通過調整其相對內部像元時鐘上升沿的相位，實現箝位和采樣脈沖的相位和脈沖寬度的調整，最終得到實際的CCD模擬信號幅值。

采用該模擬前端電路通用器件對CCD模擬信號進行CDS處理時，通過發送CLAMP和SAMPLE寄存器起始和結束相位的控制指令來實現其相位及寬度的調整，從而實現CDS功能。該器件的配置信息主要通過外部的配置端口來輸入，采樣脈沖位置寄存器的配置時序如圖4（a）所示，由常用的三線配置信號進行配置，并附加數據讀出功能，當配置使能端口（SEN）為低電平時，配置數據輸入（SDI）端口在時鐘SCLK為上升時將數據寫入，器件內部根據地址將數據寫入相應的寄存器，同時在下一個SEN有效時，將前一次寫入的數據內容通過配置數據輸出（SDO）端口輸出。依次發送設定相位范圍的 CLAMP和SAMPLE相位數據采集CCD圖像數據繪制的CCD波形如圖4（b）所示，可以作為設定最終CLAMP和SAMPLE相位的依據。

圖3 相關雙采樣模式箝位/采樣相位調整時序Fig. 3 Phase change timing of clamp/sample pulse in correlated double sample mode

圖4 采樣脈沖寄存器配置時序及最終的CCD波形圖Fig. 4 Register configuration timing for sample pulse register and the final CCD waveform

4 差分串行數據發送

差分串行數據發送包括LVDS在內的差分信號將A/D變換后的數字圖像數據發送給32通道圖像數據單元，通過SerDes協議將合并后的圖像數據發送給后續VSP，下面分別進行介紹。

4.1 LVDS串行數據發送

模擬前端電路通過A/D將CCD模擬信號轉變為14bit數字信號后，可以將圖像數據并行輸出，也可以通過并串轉換將并行數據轉換為高速LVDS串行數據再進行輸出，與并行輸出相比具有如下優點[9]：

1）運行速度高，可達200Mbyte/s；

2）具備抗共模干擾能力，具有較小的輻射干擾和良好傳輸穩定性；

3）終端容易匹配，功耗低。

LVDS差分發送和接收電路如圖5所示，其中R1和R2的作用是防止發送器D1的輸出端短路，但其數值不可選取過大，如果取值太大，發送器D1的輸出差分電壓將超出LVDS電氣協議規定的電壓，其值可在10?以下。接收器D2輸入除2個常用的51?電阻和消除共模干擾的10pF電容外，接收器D2正負端分別通過電源和地端連接的下拉電阻 R3和 R4，建立接收端的靜態直流電平，同時避免振蕩，提高噪聲容限。

圖5 LVDS差分發送和接收電路Fig.5 Transmission circuit for low voltage differential signal

4.2 高速SerDes串行數據發送

圖1 所示的32通道數據合并后，成像系統獲取的圖像數據量迅速增加，使得相機傳輸圖像數據的碼速率迅速增長，對成像電路的輸出系統提出了更高要求，高性能的輸出系統需要高可靠、高傳輸速率的數據傳輸技術來解決實時型相機數據的傳輸問題。目前，數據處理器的數據處理速率已經遠高于外部數據總線傳輸速率，增加并行總線寬度可以提高芯片與芯片、芯片與背板之間數據的吞吐量，但總線數目的增多及傳輸速率的增加將使PCB的布線難度提高，并且隨著數據位的增多，各數據位之間的相位延遲或偏移就會增加，因此，發展高速串行總線接口技術是提高數據傳輸帶寬的有效途徑[10]。

基于SerDes的高速串行接口突破了傳統并行I/O接口的數據傳輸瓶頸：1）采用差分信號傳輸代替單端信號傳輸，從而增強了抗噪聲、抗干擾能力；2）采用時鐘和數據恢復技術代替同步傳輸數據和時鐘，從而解決了限制數據傳輸速率的信號時鐘偏移問題；3）串行通信技術充分利用傳輸介質的信道容量，減少所需的連接器引腳數目，從而大幅降低通信成本。

采用高速SerDes串行接口可以大幅減少設備間傳輸電纜的數量，同時由于數據傳輸的高速率，給相關電路的設計帶來挑戰，而衡量串行通信系統性能的一個重要指標就是誤碼率（bit error rate，BER），本文使用開環測試法完成BER的測試。開環測試法的主要原理為：發送端使用m序列（偽隨機碼）模擬實際數字信號序列，經過信道發送到接收端，接收端接收到 m序列，同時接收端m序列發生器產生與發送端碼型相同的m序列，并由同步電路使其與接收到的m序列同步，將本地同步的m序列與接收的m序列進行比較，不同的碼元就是誤碼，記錄誤碼數并除以總的碼元數，就可以得到誤碼率的近似值，由于m序列統計特性與隨機數字信息序列的統計特性接近，因此，這種測試方法的測試結果與實際信息碼元序列傳送情況誤碼結果基本一致。高速SerDes串行發送電路通過開環測試誤碼率后得到的結果如表2所示，從表2可以看到，在90min的測試時間內，高速SerDes串行發送電路共發送碼數為6.526×1012bit，沒有出現誤碼，所以誤碼率小于10–12，結果可信[11-12]。

表2 高速SerDes串行接口誤碼率測試結果Tab.2 Test result of bit error rate for high speed SerDes interface

5 信噪比指標測試

在完成模擬前端電路的方案設計后，按照表1所示的模擬前端電路性能指標，對其采集圖像數據的信噪比（SNR）進行測試。根據圖像灰度值得到圖像 SNR隨灰度值的變化如圖 6（a）所示，圖像灰度值為滿量程60%～80%范圍變化時，SNR隨圖像灰度的變化如圖6（b）所示，CCD模擬信號經過14位量化的模數變換后，數字圖像灰度滿量程為16 383DN，因此，其80%滿量程在13 000DN左右，從圖6可以看到，當圖像灰度到滿量程80%時，圖像SNR可以達到52dB，基本達到了所選用CCD器件能達到的最大值，并且SNR曲線基本線性，完成電路的設計目標。

圖6 圖像SNR隨圖像灰度變化曲線Fig. 6 SNR curve with different image gray level

6 結束語

本文對32通道遙感相機視頻模擬前端電路進行設計分析，采用高集成度、模塊設計和通用產品的設計思路，解決了模擬通道系統帶寬設計、遙感相機模擬前端電路專用集成芯片模擬信號內部箝位和采樣脈沖相位確定方法、LVDS差分數據輸出、高速SerDes串行數據誤碼率測試的方案及測試結果，通過采集圖像得到圖像的SNR曲線，最終測試結果表明：電路工作頻率為5MHz、圖像灰度達到滿量程80%時，圖像SNR達到52dB，可以滿足遙感相機視頻電路的設計要求。

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