電動汽車復合能源系統的高效率雙向DC-DC變換器的研究*

孫運全，項 偉，趙李鳳，張 華

(江蘇大學電氣信息工程學院，鎮江 212013)

前言

隨著能源短缺和環境污染等問題的日益突出，電動汽車已成為近年來發展迅速的一種新型汽車，是21世紀最具有發展前途的綠色清潔汽車［1］。在現有條件下，動力電池的性能是電動汽車發展的主要瓶頸，而雙向DC-DC變換器不僅能夠實現電動汽車復合能源系統中電池與超級電容的配合工作，而且還可以實現能量回收，從而達到節能環保的目的，所以高效率雙向DC-DC變換器必將成為新的研究熱點。

目前，市場上一般采用的是移相控制的隔離電壓源型BDC［2］。但是在傳統雙向全橋DC-DC變換器［3－4］的移相控制策略［5－7］中，存在著電流復位時間長和循環能量大的缺陷，降低了變換器效率［8－9］。針對電流復位時間長的問題，在傳統拓撲結構上增加了非線性電感，以增大電流變化斜率，縮短時間間隔［10］。而對于存在循環能量這個問題，本文中采用一種新穎控制策略，可完全消除循環能量。此雙向DC-DC變換器通過縮短電流復位時間和完全消除循環能量，來提高其效率。

1 傳統移相控制策略的不足

傳統電壓源型雙向全橋DC-DC變換器電路如圖1所示。此電路由左右完全對稱的全橋電路構成。在其工作過程中，兩側采用相同的開關驅動信號(具有一定相位差而占空比為50%的方波)，使其對角開關交替導通。這樣變壓器兩邊輸出電壓UL1、UL2就是兩個占空比為50%的方波電壓［11］。通過控制UL1、UL2的相位差可以控制能量的流向。現在假設U1向U2傳輸能量，則圖2就是傳統移相控制的波形。其中，UL1、UL2分別為U1、U2經過全橋逆變輸出的電壓，UL為電感電壓(即U1－U2)。

從圖2可以看出，由于 UL1、UL2之間存在相位差，導致電感電壓UL會在正負之間變化，然而電感電流不能發生突變，所以存在電感電流與初級側電壓相位相反的階段(即圖2中 t0－t11和 t2－t22階段)。這樣在功率傳輸過程中就會使能量回流入電源，稱為循環能量。循環能量并沒有真正傳遞，只是先由U1(或者U2)存儲在電感L中，然后又傳遞回U1(或者U2)中，所以循環能量毫無實際意義，但是卻在流動中產生損耗，這就勢必降低了變換器的效率。其次，從圖2中可以發現，電流上升和復位時間較長(t11－t1和t2－t22階段)，這使同一個周期內傳輸的能量減少，也在一定程度上降低了效率。

2 帶非線性電感雙向DC-DC變換器的控制策略

2.1 帶非線性電感的雙向DC-DC變換器

當初級電流從一個方向向另一個方向變化時，希望電感的值越小越好，以增大變化率，縮短這段時間。然而考慮擴大變換器零電壓開關范圍時，則希望滯后臂開關管關斷后諧振電感的值足夠大，以滿足滯后臂開關管零電壓導通的需要。顯然線性電感不能滿足上述要求，故須采用變換器非線性電感。提出初級側帶非線性電感的雙向DC-DC變換器，其拓撲結構如圖3所示。

理想非線性電感LS如圖4所示，當其上通過的電流小于臨界飽和電流IC時，其電感量為恒定值LS0，儲能正比于通過電流的平方;當其上通過的電流大于IC時，其電感量接近于零，儲能維持恒定。

2.2 改進型移相控制策略

提出一種帶非線性電感雙向DC-DC變換器的新穎控制策略，其控制波形如圖5所示。在這個控制策略中通過控制開關管的導通順序，最終使i1、i2在一個周期里都為正值或者零，這就說明能量只在一個方向流動，即徹底消除了循環能量［12］。

此控制策略在一個周期內變換器有10種狀態，有兩次完全一樣的能量傳輸過程，故下面以能量由U1向U2傳遞為例，分析前半個周期的開關過程。

(1)模式1:t1－t2階段

工作狀態如圖6所示。在t1時刻之前，S1、S2、S6、S7開通，電流反方向減小。在t1時刻(電感電流變為零)同時關斷S2、S6且同時打開S4、S8。這時U1傳輸能量給L與LS，電感電流iL在U1的作用下線性上升，在t2之前iL小于IC，電感LS處于未飽和狀態。變壓器次級電流通過 S7、S8。這時，i1=iL，UL1=U1，UL2=0。

(2)模式2:t2－t3階段

工作狀態仍如圖6所示，但是在t2時刻iL=IC，其電感量變為零。此時初級電流iL在U1的作用下快速上升，這就使電流上升的時間大大縮短。

(3)模式3:t3－t4階段

工作狀態如圖7所示。在t3時刻S5和S7同時關斷。變壓器初級電流流過S1、S4，次級電流流過S5、S8。此時UL1=U1，UL2=nU2=UL1(n為變壓器匝數比)，則電流iL在UL1－UL2=0的作用下保持不變。

(4)模式4:t4－t5階段

工作狀態如圖8所示。在t4時刻關閉S1，打開S3。此時變壓器的初級電流流過S3、S4，次級電流流過S5、S8。這時由于電感電流iL＞IC，其電感量仍然為零。此時UL1=0，UL2=nU2=U1，所以電感電流iL在UL2的作用下以很大的斜率線性下降。

(5)模式5:t5－t6階段

工作狀態仍如圖8所示。由于電感電流的下降，當iL=IC時，非線性電感開始退出飽和狀態，其電感量變為LS。這時電路的總電感為L+LS，UL1=0，UL2=nU2=U1。由于總電感變大，所以iL在UL2的作用下以較小的斜率線性下降。

經過上述分析發現，電感電流的上升時間t升為(t3－t1)以及下降時間t降為(t6－t4)都大大減小，這就使變換器在一個周期里可以傳輸更多的能量，且電流i1、i2在一個周期里都為正值或者零，這從根本上消除了循環能量。所以綜合上述兩點，帶非線性電感雙向DC-DC變換器的新穎控制策略可以有效提高變換器的效率。

3 Matlab建模仿真和效率計算

3.1 非線性電感建模

由于在Matlab中沒有現成的非線性電感模塊，故須根據公式來搭建模塊。電感元件的電壓u和電流i的關系為

式中Ψ為電感元件上的自感磁鏈。由式(6)可以得到磁鏈Ψ的表達式為

因此電感電流i為

根據上述公式，可以認為該非線性電感可以用受控電流源表示，該電流源受控于電流源兩端的電壓，所以非線性電感在Matlab中的模型如圖9所示。

3.2 雙向DC-DC變換器的仿真模型

本文中所述的雙向DC-DC變換器在Matlab中的仿真模型如圖10所示，其參數如下:U1=312V，U2=24V，開關頻率 fS=10kHz，變壓器匝數比 n=13∶1。L=1×10－4H，LS=9×10－4H。

子系統L+LS:在iL＜IC時，L+LS=1 ×10－3H;iL≥IC時，L+LS=1×10－4H。

經過仿真得到的波形如圖11～圖14所示。從圖11中可以看出，在電流上升至1A時，由于非線性電感開始飽和，總電感值大大減小，所以電流以很大的斜率上升。同理，在電流下降至1A時，非線性電感退出飽和，所以電流下降的斜率就變小。總之，這就使電流上升或者下降的時間大大減少。從圖12中可以看出，其輸入、輸出電流不存在負值，所以這種控制方法可以從根本上消除循環能量。仿真波形與原理分析的圖形一致，從而驗證了此方法的可行性。綜上所述，所提出的新方法可以大大提高變換器效率。

3.3 效率計算與對比

根據仿真選擇的IGBT為PM100RLA120，且IGBT各項損耗計算公式如下。

開通損耗為

關斷損耗為

導通損耗為

式中:ICM為集電極最大允許電流;ICN為集電極額定電流;UCC為電源電壓;UCE為集電極－發射極飽和電壓;tnN為開通上升時間;tfN為關斷下降時間。

在一個完整的周期內，有兩個完全一樣的能量傳輸，所以只需計算半個周期里的效率就好，且開關損耗Pswitch=Pon+Poff。根據查表得PM100RLA120的參數，由式(9)和式(10)計算得Pswitch，由式(11)得Pcond。

帶非線性電感且采用新穎控制策略的總功率為Pall=4.0217×10－2W;開關損耗和導通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。

所以本文中所提出的帶非線性電感且采用新穎控制策略的DC-DC變換器效率為

而傳統拓撲但是采用新穎控制策略的DC-DC變換器的總功率為Pall=3.7065×10－2W;開關損耗和導通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。效率為

最傳統雙向DC-DC變換器的總功率為Pall=2.8118×10－2W;開關損耗和導通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W 和 Pcond=2.278×10－4W。效率為

從上面分析得η1＞η2＞η3。所以提出的方法可以提高雙向DC-DC變換器的效率，使電動汽車具有更強的續航能力，從而實現節能環保的目的。

4 結論

提出一種適用于電動汽車復合能源系統的帶非線性電感且采用新穎控制方法的高效率雙向DC-DC變換器。它保留了傳統雙向DC-DC變換器自身的優點:IGBT容易實現軟開關，控制波形和電路拓撲簡單。由于在初級側串聯了非線性電感，減少了電流上升和復位時間，使一個開關周期傳輸的總能量上升，提高了效率。同時此控制方法完全消除了循環能量，也提高了變換器的效率。對新控制方法進行詳細分析，并通過Matlab進行仿真驗證和效率計算，較好地證明了理論結果。所以在電動汽車上采用此種高效率雙向DC-DC變換器可以減少能源在傳遞過程中的損耗，增加電動汽車的行駛里程。

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