HSDPA技術在TD—SCDMA多頻點小區的實現研究

蘇健

摘 要：為了提高小區用戶的峰值速率和小區數據吞吐率，文章提出了多頻點小區和HSDPA技術相結合的實現方案。用戶數據可以同時在多個載波上傳輸，所使用的物理資源根據系統的資源和干擾負載狀況在多載波間進行靈活配置。文章根據信道編碼過程的不同提出了三種可行的實現方案，并針對傳輸可靠性和數據吞吐量進行了系統仿真，結果表明，多頻點分別獨立進行數據傳輸可獲得較高的數據吞吐量。

關鍵詞：高速下行分組接入;自適應調制編碼;混合自動重傳請求;多頻點小區

中圖分類號：TN929.53 ? ? ? ? ? 文獻標識碼：A ? ? ? ?文章編號：2095-1302（2015）09-00-04

0 ?引 ?言

為了滿足日益增長的對高速分組數據接入服務的需求，3GPP Rel5引入了HSDPA技術，并通過采用AMC、HARQ技術，引入高階調制（16QAM甚至64QAM調制），同時在基站側增加了一個實體MAC-hs用于數據的快速調度，因而可獲得較高的用戶峰值速率和小區數據吞吐率。目前，對于FDD，HSDPA理論峰值速率可達14.4 Mb/s，對于TD-SCDMA，時隙結構采用1上5下時，理論峰值速率可達到2.8 Mb/s[1，2]。與FDD HSDPA相比，TD-SCDMA HSDPA頻譜效率雖然相當，但是可提供的下行峰值速率較低，相比FDD沒有優勢。為了全面提升TD-SCDMA系統支持高速數據業務的能力，增強TD-SCDMA的競爭優勢，筆者提出了HSDPA與多頻點小區相結合的方案，即多頻點HSDPA技術，通過多載波技術和高階調制來提高HSDPA的峰值傳輸速率和頻帶利用率。這樣，當采用16QAM調制時，3載波理論峰值速率可達到8.4 Mb/s。

1 ?多頻點HSDPA關鍵技術

TD-SCDMA單載波HSDPA采用HS-DSCH信道機制，通過使用自適應調制編碼（AMC）、混合自動重傳請求（HARQ）以及快速調度等技術獲得比較高的用戶速率和系統吞吐量。HSDPA在UE和NodeB的MAC層引入MAC-hs實體，可完成相關調度、反饋和重傳等功能，在網絡側重傳直接在NodeB進行控制，可提高重傳的速度，只有較少數據傳輸的時延;在物理層引入了HS-SCCH（下行）和HS-SICH（上行）兩條控制信道，則可快速完成UE和NodeB之間的信息交互。

在引入多頻點后，多個頻點由基站側的MAC-hs實體統一調度，把用戶數據分成不同的子流放在多個頻點上同時進行傳輸。

1.1 ?AMC

和功率控制一樣，AMC也是一種鏈路自適應技術，通過采用更多的編碼率和多種調制方式（QPSK、16QAM），根據鏈路質量（CQI）自適應地調整數據的調制和編碼方式，可以補償由于信道變化對接收信號所造成的衰落影響，從而提高信號的信噪比性能。

HSDPA中AMC技術主要應用于HS-DSCH信道，AMC與HARQ相結合，對處于有利位置的用戶可以得到更高的數據速率，提高了小區平均吞吐量，另外，通過自適應地改變編碼調制方案來代替改變發射功率，充分利用了基站的發射功率，這樣做的結果是，在信道條件好時充分利用系統資源提高傳輸速率，而在信道條件差時又不提高功率，因而不會增加對其它用戶和小區的干擾。

1.2 ?HARQ

HARQ即自動重復請求（ARQ）和前向糾錯編碼（FEC）混合使用，目前，HSDPA中的FEC仍采用1/3的Turbo碼。而在HSDPA中，HARQ技術需要與AMC結合使用，其主要作用是補償AMC選擇的傳輸格式不恰當帶來的誤碼。AMC的機制提供了大動態范圍的粗略的、慢速的自適應控制，而HARQ的機制則提供了小動態范圍的精確的、快速的自適應控制。

為了提高信道利用率，多頻點HSDPA的HARQ重傳機制采用N通道停等HARQ（N-channel-SAW-HARQ，N-SAW ARQ）方式，即在一個傳輸物理信道上同時并列進行N個HARQ進程（N的個數最大為8），當下行鏈路一個HARQ進程發送完數據包等待反饋消息的時候，啟動另外一個HARQ進程發送數據包。也就是說，當下行鏈路傳送一個HARQ進程的數據包時，上行鏈路傳輸的是其他HARQ進程的反饋信息。這樣，系統資源就可以被充分利用，但要求接收端能存儲N個傳輸塊的信息。

在交互過程中，如果網絡側將UE回復的NACK被誤判為ACK時，則HARQ進程不再重傳該數據塊，而是發送新的數據塊，數據的可靠度留給RLC保證，即在RLC層進行重傳。如網絡側將ACK誤判為NACK時，HARQ進程根據該數據塊的時延特性判斷是否重發該數據塊，如果重發，UE會再次發送ACK響應，由于每塊數據有編號，因此沒有任何影響。

1.3 ?HS-DSCH信道

引入多頻點后，同一UE的HS-DSCH數據由MAC-hs分配到各個頻點，需要注意的是，如果在同一TTI上同一個UE的數據同時在多個頻點上傳輸，則每個頻點上傳輸的數據都是一個完整的TBS，而不是一個TBS分在不同的載波上傳輸。每個頻點的HS-DSCH的TBS獨立處理，其基本編碼映射流程與3GPP HSDPA[3]保持不變。對于多頻點HSDPA，為了降低UE的實現復雜度，可以約定如下：

（1）分給同一用戶的HS-PDSCH所在的多個載波需要連續載波;

（2）與DPCH不同頻點上的HS-PDSCH的SF為1，與DPCH相同頻點上的HS-PDSCH的SF既可以為1，它也可以為16;

（3）如果UE上報支持單載波的能力，網絡分配HS-PDSCH資源僅分配一個載波的HS-PDSCH，并且該載波與伴隨的DPCH所在載波相同，此時網絡可以設定HS-PDSCH 的SF為1，也可以設定HS-PDSCH的 SF為16。

1.4 ?HS-SCCH信道

為了靈活調度，在多頻點下，當UE多頻點同時傳輸數據時，每個頻點獨立使用一組HS-SCCH/HS-SICH進行控制信息的交互，HS-SCCH/HS-SICH所在頻點與所控制的HS-PDSCH所在頻點沒有對應關系，HS-PDSCH的頻點索引號在HS-SCCH信道中傳輸，為此需要在HS-SCCH中增加4個比特來表示其所控的HS-PDSCH的頻點索引號。多頻點下HS-SCCH可以約定如下：

（1）采用多個頻點為同一UE傳輸時，每個頻點各自使用一個HS-SCCH信道用于控制信息的傳輸;

（2）小區中所有載波中的HS-SCCH信道統一編號（每個HS-SCCH占用SF=16的兩個信道資源，與單頻點相同）;

（3）每個HS-SCCH信道與一個上行HS-SICH信道一一對應，且在同一個頻點上;

（4）為同一用戶分配的所有HS-SCCH信道在同一頻點內。

1.5 ?HS-SICH信道

HS-SICH信道與HS-SCCH信道一一對應，用來對某個頻點上UE接收HS-PDSCH數據的情況來進行回應。多頻點下對HS-SICH可以作如下約定：

（1）采用多個載波為同一UE傳輸數據時，每個頻點使用一個HS-SICH信道用于上行NACK/ACK和CQI等控制信息的傳輸;

（2）為同一用戶分配的所有HS-SICH信道在同一載波內;

（3）每個HS-SICH信道與一個下行HS-SCCH信道一一對應，且在同一個載波內;

（4）小區內所有載波中的HS-SICH信道統一編號（每個HS-SICH占用SF=16的1個信道資源，與單載波相同）。

1.6 ?HS-SCCH/HS-DSCH/HS-SICH的定時關系

發送給同一個UE的HS-PDSCH及用于指示該HS-PDSCH相關信息的HS-SCCH之間間隔至少為3個時隙（不包括DwPTS和UpPTS），如圖1所示。另外，對于某一時刻發送給某個UE的HS-SCCH，其只能指示同一子幀或下一個子幀對應頻點的HS-PDSCH信息，而不能指示連續兩個子幀的HS-PDSCH信息。

圖1 ?HS-SCCH與HS-PDSCH的定時關系

UE收到HS-PDSCH后，需要選擇UE間隔9時隙（不包括DwPTS和UpPTS）的第一個可用HS-SICH進行上行反饋，其定時關系如圖2所示。

圖2 ?HS-SICH與HS-PDSCH的定時關系

2 ?多頻點HSDPA實現方案

為了便于描述設計方案，我們假設多載波的載波數目為3。

2.1 ?方案一

三個載波分別進行分段編碼，并在不規則字節模塊將三路串聯后，進行比特加擾。將加擾后的數據再分為三路，三路分別是原來載波的數據，送入HS-DSCH交叉模塊。

HS-DSCH交叉模塊首先對三路數據分別進行交織，實現時間分集的效果。當三路時間交織數據輸出后，再對數據進行頻率交織，以獲取頻率交織增益。具體方案如圖3所示。

2.2 ?方案二

方案二選用了三個載波，分別獨立地進行數據傳輸，每一路如同原3GPP R5 25.222[4]所述。用戶發送的數據在一開始就分為三路，每一路獨立傳輸，數據的發送盡可能地利用信道條件好的載波進行傳輸。具體方案如圖4所示。

2.3 ?方案三

將三個載波信道作為一個整體看待，即發送數據作為一個整體輸入信道編碼進行處理。數據塊只進行一次CRC校驗，如果需要重傳，則所有的數據塊都需要進行重傳。數據塊從16QAM星形重排組模塊輸出后，再根據每個載波的資源進行物理信道映射，并由三個載波進行傳輸。

圖3 ?方案一：HS-DSCH信道編碼流程

圖4 ?方案二：HS-DSCH信道編碼流程

在接收端，由于我們把三個載波看成是一個統一信道，因此，在進行信道估值時，三個載波的數據要進行統一估值，獲取的信道質量是三個載波信道的平均值。

3 ?性能仿真與分析

仿真統計量為8 000個TTI（5 ms）數據塊。BER， BLER按同一數據塊最后一次重傳的TTI統計，BLER1按第一次傳輸的TTI統計。仿真系統參數見表1所列。

表1 ?仿真參數配置

參數名稱 取值

過采樣 4

HS-DSCH 1

HS-SICH 理想信道

CRC校驗比特數 24

Turbo譯碼器迭代次數 4

最多重傳次數 4

停等個數 4

單路載波最大傳輸數據塊大小 14 056

單路載波最大編碼數據塊大小 42 282

HS-DSCH占用的時隙數 5

HS-DSCH占用的碼道數 16

擴頻因子 16

調制方式 QPSK/16QAM

Ior/Ioc（dB） -8 dB～28 dB step 3 dB

Channel ITU PA3

為充分證明三載波方式帶來的性能增益，首先進行單載波與直接使用三路獨立載波（方案二）獲得的性能增益比較。其結果見表2所列。

圖5是三種方案的可靠性仿真結果，圖6是三種方案吞吐量的比較結果。從圖6中我們可以看出，方案二的性能要遠好于其他方案。分析主要原因：雖然方案一對于譯碼可以獲得一定的頻率交織增益，但是由于在接收端，信道估計返回到基站的信道CQI值與譯碼的比特信噪比不一致，造成反饋信道質量與譯碼的真實值有差別，影響了系統的總體吞吐量。

可舉例說明：設載波1的信道條件較好，載波2、3較差，在上一幀中1反饋到基站，要求發送調制方式為16QAM的高碼率數據;2、3要求發送調制方式為QPSK的低碼率數據。由于在HS-DSCH交織模塊中進行頻率間交織，原來在載波2、3的數據通過交織放到載波1上發送，同樣，載波1的一部分數據也放在載波2、3發送。在接收端，信道在聯合檢測后對信道估值，分別向基站反饋載波1、2、3的信道質量。然后對接收數據進行反交織并譯碼。由于載波1譯碼器的部分數據是在載波2、3發送，信噪比低，但其編碼數據較高，因此很容易造成譯碼性能差，可能需要系統進行重傳。對于載波2、3數據，其部分數據是在載波1上發送，信噪比較高，而其編碼速率低，因此譯碼性能好，但其反饋到基站的CQI值并不能反映出這部分信息。這就是說，高碼率載波的BLER增加，而低碼率的BLER降低，因此，從整體上看，系統的吞吐量下降。

（a） ? 方案一可靠性仿真結果

（b） ?方案二可靠性仿真結果

（c） ?方案三可靠性仿真結果

圖5 ?三種方案的可靠性仿真結果圖

圖6 ?三種方案總吞吐量仿真結果

在合適的環境下，可以采用64QAM高階調制，可以使單載波峰值速率達4.2 Mb/s，3載波時峰值速率可達12.6 Mb/s。64QAM調制方式理論上可以比目前的16QAM調制性能提高1.5倍。從仿真結果來看[5]，如果在HSDPA中采用64QAM，信噪比要求在25 dB以上才能獲得明顯的性能增益。因此，64QAM調制主要應用于信道條件好，移動速度慢或靜止的狀態，可以在網絡規劃時充分考慮這些因素，來提高系統性能和容量。

4 ?結 ?語

多載波HSDPA具有資源配置靈活，后向兼容性好的特點。多載波HSDPA的業務信道HS-DSCH根據系統資源和干擾負載情況進行配置，既可以由單載波的碼道資源組成，也可由多個載波的碼道資源捆綁構成，載波數目可以不固定。對于終端而言，多載波提供了更多的信道資源，提高了UE的峰值數據傳輸速率，但也使終端的實現復雜度有了較大提升。在本文的技術方案基礎上，通過引入其他先進方法，如高階調制和優秀的調度算法，還可以進一步挖掘TD-SCDMA多載波的技術潛力。

參考文獻

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