反激式多路輸出開關電源的設計

宋連慶， 王紀臣， 宋淑淑， 梁鵬飛

（西安工程大學 電子信息學院， 陜西 西安 710048）

開關電源由于其體積小、重量輕和效率高等特點，在電子設備與電子信息產業中被廣泛應用， 在現代電子電力技術領域有舉足輕重的作用[1]。 反激式開關電源具有結構簡單，工作穩定，易于控制的的特點[2]。 美國PI 公司生產的Topswitch－GX 系列單片開關電源集成芯片是將PWM 控制器、高壓MOSFET、故障自動保護功能及其它控制電路集成到一個硅片上，從而可以降低系統成本，減小電源尺寸，提高開關電源設計的靈活性。

1 電源系統整體設計及原理

1.1 電路工作原理

電路結構框圖如圖1 所示。 此設計電壓輸入85 V 到265 V，主輸出為5 V/2 A，輔輸出為15 V/0.5 A、－15 V/0.5 A、24 V/1 A 。 TOP245Y 芯片有6 個管腳，D、S 管腳為開關管漏極和源極；F 管腳是頻率控制引腳， 將F 管腳和S 管腳連接時，可以得到開關頻率為132 kHz；管腳為外部流限引腳，從外部可以將流限值設定為略高于低電壓工作時的滿載峰值電流；管腳具有欠壓和過壓檢測功能，并為降低輸出電壓頻率紋波提供電壓前饋；管腳是誤差放大器和反饋電流的輸入引腳，用于占空比的控制。 鑒于Topswitch－GX 系列芯片集成度比較高，本電源的設計主要圍繞高頻變壓器、鉗位電路、濾波電路、反饋電路，以及穩壓電路進行設計。

1.2 高頻變壓器設計

高頻變壓器是反激式開關電源的核心部件， 并具有儲能、隔離和變壓的功能，合理的設計對開關電源的效率和控制的穩定性都有很大的影響。 本設計開關電源的最大瞬時輸出功率是55 W，TOP245Y 的開關頻率設定fs=132 kHz， 然后進行其他參數的計算和磁芯選擇。

圖1 電路結構框圖Fig. 1 Circuit structure diagram

1.2.1 計算輸入輸出功率

1）輸出功率

2）輸入功率 選擇電源效率參數

3）視在功率

1.2.2 初級繞組參數

1）占空比計算。 高頻變壓器輸入直流電壓的最小值V in（min）=208.86 V，次級反射到初級的反射電壓V or 取110 V[3]，開關管導通時漏極和源極之間的壓降VDS根據芯片TOP245Y 參數手冊可設為10 V[4]，則有：

2）初級繞組電流

初級平均電流IAVG和峰值電流IPK可由式（5）和式（6）計算：

其中KPR為開關電源的電流比率， 表示初級電流脈動電流IR與峰值電流IPK的比例關系，即KRP=LR/IPK；當電源工作在CCM 連續工作模式時，可選取KPR=0.6。

3）初級電流有效值IRMS：

1.2.3 磁芯的選擇

高頻變壓器磁芯選用鐵氧體制成的EC 型磁芯，EC 型磁芯具有漏感小、耦合性好、繞線方便的優點。 采用AP 法就是將磁芯窗口面積Aw和磁芯有效截面積Ae 進行相乘，然后查磁芯規格表就可以確定磁芯的型號。 AP 法計算公式為[5]：

式中，窗口使用系數Ko=0.4；波形系數Kf=4；磁感應強度Bw=0.3；工作頻率fs=132 kHz；X 為磁芯結構常數，經查表可得鐵氧體磁芯在溫升25 度時，X=-0.12、Kj=366； 代入上式計算可得AP≈0.035 8 cm4。

根據磁芯手冊規范，并留取一定的裕量。 考慮到開關電源次級繞組，需要的窗口面積，以及磁芯和骨架，經分析選取EER28L。 其參數AP≈0.784 cm4；Pmax=80.0 w；Ae=81.40 mm2；Aw=96.3 mm2。

1.2.4 計算變壓器繞組

1）初級電感的最小值

2）磁芯的氣隙

根據磁芯參數表，可知EER28L， 當時Lgap≈0.4 mm，AL=180 nH/N2，其中AL為電感系數。

3）初級繞組的匝數

因此，初級繞組取NPri=50 匝。

4）次級繞組的匝數

因此，繞組取Ns1 為2 匝，此處整流二極管壓降VD=0.7 V。

1.2.5 計算導線直徑

表1 繞組選擇Tab. 1 Winding choice

1.3 RCD 鉗位電路

由于變壓器漏感的存在，反激變器在開關管關斷瞬間會產生很大的尖峰電壓， 使得開關管承受較高的電壓應力，甚至損壞開關管[6]。

鉗位電容C 的最大峰值電壓為Vcmax， 下式中0.9 為降額使用系數，則

計算漏極與源極之間的電壓Vdsmax：

同時，鉗位電阻R 上消耗的能量則可由下式計算：

由鉗位電路的工作原理可知，鉗位電容C 上儲存的能量需全部在R 上釋放掉，有PR=PC，故用下式表示：

鉗位電容C 的值須保證在吸收變壓器初級漏感的能量時產生的脈動電壓很小。 一般取脈動電壓ΔVcmax為鉗位電壓的5%～10%，計算時取10%，則：

根據該方法可以進行初步的計算并根據實驗選取合適的電阻和電容。

1.4 輸出整流濾波電路

1.4.1 整流二極管

整流二極管的開關損耗是影響開關電源效率的主要因素[7]。 通常整流二極管的選擇要滿足以下條件：

1） 假設管子的最高反向工作電壓為和繞組上最大峰值反向電壓為，則：

繞組的最大峰值反向電壓PIVs 可由下式定義：

2）二極管的直流電流額定值和輸出繞組端的輸出電流IO要滿足：ID≥3IO。

依據以上設計原則，并留有一定的安全裕量，可以選取合適的整流二極管。

二極管的反向恢復特性會造成很大的瞬態電壓[8]，如果處理不好，會引起器件的擊穿，問題和加大功率損耗。 為此，常在二極管上并聯網絡減少尖峰電壓。 在實驗中獲得的整流二極管兩端電壓波形如圖2，圖3 所示。

圖2 無吸收尖峰波形Fig. 2 No absorption peak waveform

圖3 并聯RC 吸收尖峰效果Fig. 3 Parallel absorption peak effect

1.4.2 濾波電容

濾波電容具有濾波和降低輸出電壓紋波的作用。 對輸出電容的選擇，（等效串聯阻抗）和紋波電流是它的兩個重要參數。 通常電容的選擇要滿足以下條件：

1）電容的額定電壓值，Vc≥1.2×Vomax。

2）電容要有較低的等效串聯阻抗值。

3）電容C 的絕對最小電容計算如下式，其中Tdon為輸出整流二極管的導通時間：

式中Vriple（max）是輸出電壓紋波值，取1%V o。

4）輸出電流的額定紋波電流值Ic大于輸出電容紋波電流Irac。

根據以上計算步驟，確定每路輸出繞組需要使用的電解電容參數。

1.5 穩壓電路

為了提高電路輸出電壓的可靠性和穩定性， 在輸出端加上穩壓管是一種很好的選擇，但會產生壓降的問題[9]。 為解決壓降問題， 在前面變壓器的沒有反饋調節的輸出計算中提高了電壓2～3 V。 因此選用L7805CV 和L7915CV 分做±15 V 的穩壓管，選用L7824CV 做24V 穩壓管。 為了避免穩壓管不能正常工作， 在穩壓管前端輸入并聯穩壓二極管。 選用IN4751A和IN4746A 分別做L7824CV，L7815CV 和L7915CV 穩壓二極管。

1.6 反饋電路

開關電源反饋電路主要有4 種類型，本設計采用的是并聯穩壓器TL431ACLP 和線性光耦LTV817 組成的反饋電路。

由于對5 V 輸出精度要求比較高， 選其為采樣信號。若輸出電壓發生變化時[10]，分壓電阻獲取的電壓就會和TL431ACLP 的內部基準電壓2.5 V 進行比較，此時流過光電耦合LTV817 中的電流就會發生相應的線性變化， 會引起流過TOP245Y 控制端電流IC 變化，占空比D 和成IC 反比，通過自動調節占空比D 就可以調整電源輸出電壓。

2 實驗結果

根據以上設計步驟， 實現了24 V/1 A、±15 V/0.5 A、5 V/2 A四路輸出反激式開關電源的設計。 電源性能設計指標為：負載調整率≤1%；紋波電壓≤100 mV；電源效率≥80%；具有一定的過電流保護和過壓保護。 對其各項性能指標進行實驗的驗證，均滿足設計要求。

在工頻電源電壓輸入時，本電源在滿載時電壓輸出特性如表2 所示。

表2 電氣輸入特性Tab. 2 Electrical input characteristics

3 結 論

以反激式開關電源設計的基本原理和TOP245Y 芯片的性能為依托，設計出的高頻變壓器、RCD 鉗位電路、輸出整流電路、反饋控制電路、穩壓電路等電路均能很好的工作，電源整體性能優良。 經實驗驗證，電源效率、電源電壓調整率、負載調整率等滿足設計要求。

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