基于PWM技術的磷酸鐵鋰電池充電裝置的研究

粟慧龍

(1.中南大學，湖南長沙410083；2.湖南鐵道職業技術學院，湖南株洲412001)

基于PWM技術的磷酸鐵鋰電池充電裝置的研究

粟慧龍1,2

(1.中南大學，湖南長沙410083；2.湖南鐵道職業技術學院，湖南株洲412001)

針對電動汽車的充電需求，設計完成了一款基于PWM技術的磷酸鐵鋰動力電池組充電裝置。在分析傳統磷酸鐵鋰電池組不足的基礎上，理論推導了三相電流型PWM整流器的SPWM間接電流控制算法，選用三相電流型PWM整流器拓撲作為主電路，完成了三相充電裝置主電路的硬件設計，搭建了實驗平臺，完成了開環和閉環實驗，實現了功率因數校正。當網側電壓為380 V時，在指令電流為10、30、50和80 A時分別對磷酸鐵鋰電池組進行充電實驗，輸出電流恒定且紋波小，充電過程中網側電流與電壓同相位，有效地實現了單位功率因數。

磷酸鐵鋰動力電池組；脈寬調制技術；功率因數；開環閉環實驗

電動汽車已然成為未來汽車發展的趨勢，美國、日本等發達國家為解決能源危機和環境污染，也都在致力于電動汽車研究，我國電動汽車的研究也通過國家科技部“863”重大專項研究課題立項。

目前，電動汽車的發展存在電機及電池等許多需要解決和完善的問題。而作為電動汽車的核心能源，傳統的動力電池充放電裝置基本采用可控硅整流，會產生危害十分嚴重的頻率為工頻頻率整數倍的諧波。它能使電能的生產、傳輸和利用的效率大大降低，現階段在一些大城市準備籌建電動汽車快速充電樁，以圖在10～20 min內將電池容量充到70%～80%，但可控硅技術基本無法實現，而且此方法容易產生振動和噪聲，使電氣設備過熱，并使絕緣老化，此外還存在比能量低下、續駛里程較短等問題[1-2]。

本文選用三相電流型PWM整流器拓撲作為主電路，完成了三相充電裝置主電路的硬件設計，搭建了實驗平臺，完成了開環和閉環實驗，實現了功率因數校正[3-4]。當網側電壓為380 V時，在指令電流為10、30、50、80 A時分別對磷酸鐵鋰電池組進行充電實驗，輸出電流恒定且紋波小，充電過程中網側電流與電壓同相位，有效地實現了單位功率因數。

1 系統原理

目前，一般電動汽車用電池組端電壓均在400 V以下，根據三相輸入電壓為380 VAC，采用降壓型拓撲完成充電[5]。傳統的拓撲基本采用兩級結構，兩級結構會增加電路的復雜性，而且在選擇降壓等級時調整選擇較難[6-8]，本設計裝置選用電流型PWM整流器作為主電路的拓撲結構，單級結構如圖1所示。

電流型PWM整流器控制開關管的調制，并能實現網側電流跟蹤網側電壓相位以及實現輸出跟定電流；在輸出側增加LC濾波器，濾除因PWM斬波產生的高頻諧波，可以減小對電網的諧波污染。而在輸出端增加電感，則可以平滑輸出電流；考慮到傳統的四管續流方式能耗高，可以在輸出端側并聯一個二極管，保證可靠的續流，避免出現斷路情況，可以有效降低功損耗。

圖1 充電機系統拓撲結構

2 間接電流控制策略

在SPWM調制技術中，交流輸入電流的基波分量是線性放大的電流調制信號，因此對整流器輸入電流相位和幅值的調節可以通過對調制信號的控制來實現。為了穩定輸出直流電流，間接電流控制需要引入電流閉環反饋。

在三相PWM整流技術中，三相PWM電流型整流器如需實現網側單位功率因數正弦波整流控制，則對于交流側單相電路，其中一相(a相)簡化后的等效電路如圖2和圖3。

圖3 交流側a相矢量圖

設：

若PWM開關頻率足夠高，則三相CSR a相交流側電壓基波穩態值為：

由圖3及式(2)，可得：

而由文獻，可知：

令信號對電流型變流器進行PWM電流控制，則可實現電流型變流器的單位功率因數正弦波電流控制。基于交流側電流的間接電流控制原理電路如圖4所示。

圖4 間接電流控制原理圖

為了實現三相電流型整流器的網側電流無靜差控制，電流調節器采用比例積分PI調節器，調節器輸出為三相電流型整流器交流側峰值指令信號，然后通過控制運算，輸出三相PWM正弦波調制信號，實現三相電流型整流器的間接電流控制。直接電流控制因為是雙閉環系統，其抗擾動性能及電流跟隨性較好，但是這樣就需要增加三個交流側的電流傳感器，增加成本，而且雙閉環的PI環節參數相互影響，在實際工程應用中并不好調試。在參數匹配不好時，其輸出性能并不一定優于間接電流控制。當CSR的主電路參數一定時，間接電流控制也可以很好地實現網側電流的控制，其控制方法簡單、成本低，可以適用于充電主電路的控制。

3 系統硬件設計

3.1 整體框圖設計

直流負載采用的是200 Ah的磷酸鐵鋰電池組?？刂茊卧捎玫轮輧x器DSP TMS320LF2808為控制芯片，模擬信號經過采樣調理后進入DSP運算處理，調制波經PWM模塊生成二值邏輯的PWM信號。因IPM的脈沖輸入端為低有效，所以二值PWM信號經六路與非門變換后得到六路PWM驅動信號。

3.2 網側電路設計

網側電路的電路原理圖如圖5所示。

網側采用形式為LCL的T型濾波電路?？拷娋W側的電感采用變壓器的漏感，濾波電容串接阻尼電阻接地。

圖5 網側電路的電路原理圖

變壓器二次側線壓有效值167 V，直流電壓300 V。通過SVPWM各主要諧波隨調制比變化范圍曲線可知，頻率為6 kHz附近諧波幅值越增大，諧波情況越惡劣，因此選擇在最大調制比處設計電感值。

下面以IEC1000-3-4為標準進行設計。令逆變器側電流諧波含量為網側的10%，則的取值為：=2.25 mH。電壓傳感器在網側，電流傳感器在逆變器側，網側阻抗呈容性，設計使網側無功功率是有功功率的1%，則有：=1%×/=17 μF，取=18 μF。

參數設計完后，可算出系統的諧振角頻率為(LCL零阻抗時)：

對應諧振頻率為2.959 kHz，滿足要求。

3.3 模擬信號采樣調理電路

(1)交流相電壓信號采集

采用LEM公司的LV 28-P型電壓傳感器，它是應用霍爾原理的閉環(補償)電流傳感器。原邊與副邊之間是絕緣的，主要用于測量直流、交流和脈沖電壓。對于電壓測量，原邊電流與被測電壓的比一定要通過一個由用戶選擇的外部電阻R1確定，并串聯在傳感器原邊回路上。轉換比例

由于DSP TMS320F2808的AD轉換輸入信號要求為0～3 V，而由霍爾傳感器檢測到的相電壓信號轉換后得到的是正負電壓信號，因此需要將0電平抬升到1.65 V，再經濾波放大，保證電壓信號在0～3 V，才能輸入到DSP的AD通道。圖6給出了濾波放大及電平抬升電路。圖中使用的MCP6044為軌到軌運放，能夠保證其輸出電壓不會超過運放的供電電壓值，從而確保輸入到DSP的電壓信號不會過高而燒毀DSP引腳。

圖6 相電壓調理電路

(2)直流電流采集

直流電流的檢測采用電流傳感器LT508-S6，它用于測量直流、交流和脈沖電流。轉換比例=1∶5 000，在電流較小時，為了提高檢測精度就需要使通過的電線多繞幾匝。圖7為直流電流調理電路。

圖7 直流電流調理電路

該電路包含了一個二階Butterworth有源低通濾波器，截止頻率為500 Hz。其作用是濾除由開關信號耦合進母線的高頻干擾，防止高頻信號混疊到基波信號中，影響信號檢測精度。

因采樣的是直流電壓，因此電位不需要抬升，只需要輸出的電壓在0～3 V即可，并盡量使輸出最大值時達到滿量程，以提高采樣精度。

4 控制系統的軟件設計

本論文的軟件實現采用的是基于模型的嵌入式代碼生成設計，利用Matlab內的Target Support Package，通過搭建仿真模型，直接生成需要的軟件代碼。

用戶可以用Simulink模塊和附加模塊庫構建系統模型和實時算法，該模型可以用定點數或浮點數開發，在Target Support Package的支持下，用戶可以插入經過優化的功能模塊和基于用戶的嵌入式硬件平臺的外圍接口模塊，然后再結合Real-Time Workshop、Embedded IDE Link和第三方的開發工具自動生成算法代碼并編譯、鏈接，下載到用戶的硬件板卡上運行。

本文中，利用其內部支持的TI F2808芯片，配置相應的I/O端口和PWM模塊，利用一些TI提供的算法模塊，即可生成相應的程序。生成的程序通過CCS3.3既可在線調試，也可通過燒寫Flash下載到硬件電路上。通過輸出的波形驗證模塊搭建的正確性。本設計搭建了SVPWM控制方式的代碼生成模型。

根據仿真得到的參數，搭建模塊，根據不同的芯片，選擇相應的模塊，設置各端口參數。這樣在更改芯片時，可以方便地移植程序，大大縮短了開發周期，簡化了軟件調試過程。

5 評測與結論

實驗電路的參數為：三相電壓源線電壓380 V，頻率50 Hz；三角波幅值為±1 V。

5.1 調制信號波形

載波頻率為12.2 kHz。圖8為二三值邏輯信號。

圖8 二三值邏輯信號

從DSP控制器出來后的a相上橋臂和b相下橋臂管的二值PWM信號經處理后，得到a相上橋臂管的驅動信號。

5.2 開環實驗

為驗證充電設備的輸出是否正確，先用電阻對其進行了開閉環實驗。圖9為調制比=0.5時的輸出和仿真波形對比。

由圖10和圖11可以看到，隨著調制比增大，輸出電流也逐漸增大，而且網側電流實現了較好的功率因數校正。但是輸出的直流電流不可控，故需要加入電流閉環。

圖9 調制比=0.5的輸出和仿真波形對比

圖10 調制比=0.8的輸出波形

圖11 調制比=1的輸出波形

5.3 SPWM閉環實驗

圖12為電流給定為10 A時所得到的波形。圖12(a)中，為突加負載時的突變過程，從圖中可以看到直流電流上升過程不到一個工頻周期，很快達到穩定的輸出；圖12(b)為輸出穩定時，測得的直流電流和網側電流值，從圖中可以看到，在給定10 A時，輸出可以穩定地輸出10 A，系統跟隨性能好。

圖12 突加負載輸出(10 A)動態與穩態波形

通過圖13、圖14的實驗波形可以驗證，當網側電壓為380 V時，可根據不同指令電流，如30、50 A對磷酸鐵鋰電池組進行充電，輸出電流恒定且紋波較小，充電過程中網側電流與電壓同相位，有效地實現了單位功率因數。

圖13 給定輸出電流30 A的實驗波形

圖14 給定輸出電流50 A的實驗波形

[1]楊杰，周佩華，黃坤.基于參數優化的負載電流前饋型三相PWM整流器控制系統研究[J].煤礦機械，2013,34(7):75-77.

[2]劉輝.基于雙閉環控制的三相三電平PWM整流器研究[J].工礦自動化，2013,39(8)：72-75.

[3]鐘炎平，陳耀軍，吳勝華.三相電壓型PWM整流器的穩定性研究[J].電氣自動化，2013,35(2):10-12.

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[5]周國偉.基于雙閉環控制的電流型PWM整流器實驗研究分析[J].電子世界，2013(5):45-47.

[6]李全皎.12 kW三相電壓型PWM整流器的設計[D].廣州：華南理工大學，2013.

[7]郭旭剛.三相PWM整流器直接功率控制技術的研究[D].北京：北京交通大學，2013.

[8]邱斌斌，劉和平，楊金林，等.一種磷酸鐵鋰動力電池組主動均衡沖動系統[J].電工電能新技術，2014,33(1):71-74.

Research of lithium iron phosphate battery pack charging device based on PWM technology

According to the actual needs,a design based on lithium iron phosphate battery pack charging device PWM technology was completed.Analyzed and compared several major control method of 3-Phase CSR,3-Phase PWM Current Source Rectifier(CSR)topology was chosen as mainly power circuit.The SPWM ternary logic and control methods were researched in detail. A three-phase current source rectifier main circuit hardware design was completed, and the experimental platform was built. The open and closed loop experiments were completed, achieving power factor correction.When the grid voltage was 380 V,the instruction current 10,30,50,80 A respectively when charging lithium iron phosphate group test,the output current was constant and ripple,the process of charging the network side of the current phase with the voltage,realize the electric car batteries rapid charging.

lithium iron phosphate battery pack;PWM technology;power factor;open and closed loop experiments

TM 912

A

1002-087 X(2015)10-2099-04

2015-03-24

湖南省教育廳科學研究項目(14C0755)

粟慧龍(1982—)，男，湖南省人，碩士生，講師，工程師，主要研究方向為電子學、自動化控制。