低開關(guān)頻率下三電平逆變器的中點電位控制

袁慶慶, 伍小杰, 戴鵬, 夏鯤

(1.上海理工大學(xué)光電信息與計算機(jī)工程學(xué)院,上海200093;2.中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州221008)

低開關(guān)頻率下三電平逆變器的中點電位控制

袁慶慶1, 伍小杰2, 戴鵬2, 夏鯤1

(1.上海理工大學(xué)光電信息與計算機(jī)工程學(xué)院,上海200093;2.中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州221008)

為減少大功率變換器功耗,需降低器件開關(guān)頻率,但將造成輸出側(cè)電流諧波含量顯著增加,影響三電平逆變器中點電位控制精度。為解決這一問題,以二極管籍位型三電平逆變器為對象,在分析低開關(guān)頻率對中點電位影響的基礎(chǔ)上,明確了三電平逆變器低開關(guān)頻率分段調(diào)制的理論分界點。針對低調(diào)制度區(qū)域所采用的常規(guī)SVPWM算法,提出了一種基于橋臂優(yōu)化選取的中點電位控制方法,該方法只需判斷中點電位差,無需引入輸出側(cè)電流,從而避免了低開關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重對電流極性的影響,有效保證了中點電位平衡。仿真及實驗驗證了該中點控制方案在開關(guān)頻率500 Hz時,仍能保持較好的中點電位誤差在1%Vdc之內(nèi)。

三電平;低開關(guān)頻率;中點電位;分段調(diào)制分界點;橋臂優(yōu)化選取

0 引 言

三電平逆變器以其輸出電流波形平滑、開關(guān)器件承壓低等優(yōu)點,廣泛應(yīng)用于大功率傳動領(lǐng)域,其中尤以二極管籍位型拓?fù)涫褂米顝V［1-3］,其中點平衡問題是影響其運行性能的重要因素之一［4-5］。為降低大功率變換器功耗,需降低器件開關(guān)頻率,但其在提高變頻器輸出能力的同時,造成輸出側(cè)電流諧波含量顯著增大［6-7］,影響中點電位控制難度［8］。

針對三電平逆變器的中點平衡問題,目前較為常見的一種方法是:通過調(diào)節(jié)冗余小矢量的作用時間來實現(xiàn)中點電位控制,如平衡因子法、虛擬矢量中點控制等［9-10］;在開關(guān)頻率較低時,可能存在因電流畸變嚴(yán)重而影響控制效果的問題。另一種方法是根據(jù)中點電流方向,注人或抽取零序電壓,實現(xiàn)中點電流變向從而完成中點電位控制;但在低開關(guān)頻率下,中點電流方向提取困難［11］。同時,由于諧波電流在一個開關(guān)周期內(nèi)無法快速衰減至零,在動態(tài)調(diào)節(jié)過程中容易出現(xiàn)中點電位波動疊加,嚴(yán)重時將導(dǎo)致裝置無法正常運行。

開關(guān)頻率較低(＜500Hz)時,常規(guī)載波調(diào)制、空間矢量調(diào)制產(chǎn)生的載波邊帶將呈現(xiàn)低次諧波特性,影響系統(tǒng)運行,故不適用于大功率場合［12］。目前研究較多的是諸如特定諧波消除法(selective harmonic elimination,SHE)、電流諧波最小法(current harmonic minimum,CHM)等基于開關(guān)角直接調(diào)制的優(yōu)化PWM算法［13-14］,此類優(yōu)化算法能有效改善低開關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重的問題,且其屬于同步對稱調(diào)制,中點電位自平衡［15］。由于上述優(yōu)化PWM算法相對算法復(fù)雜、動態(tài)性能不佳,文獻(xiàn)［12］中提出了結(jié)合不同調(diào)制度的分段同步調(diào)制方式,這也是目前很多大功率傳動領(lǐng)域所采樣的調(diào)制方式,即當(dāng)調(diào)制度大于某一值時采用優(yōu)化PWM算法,反之采用常規(guī)SVPWM算法;但其并未給出明確的分段調(diào)制分界點,也未考慮低開關(guān)頻率下低調(diào)制度區(qū)的中點電位平衡問題。

文章首先基于二重傅里葉解析的PWM環(huán)節(jié)諧波組成結(jié)果,理論明確了大功率逆變器分段調(diào)制的分界點,分析高調(diào)制度區(qū)域采用優(yōu)化PWM時的中點電位控制效果。接著在分析輸出側(cè)電流對中點電位控制影響的基礎(chǔ)上,研究一種適用于低開關(guān)頻率低調(diào)制度區(qū)常規(guī)SVPWM的中點電位控制方法。該方法無需實時檢測輸出側(cè)的電流信號,只需通過判斷中點電位差來優(yōu)化選擇開關(guān)橋臂,從而避免了低開關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重的問題。最后,基于仿真及實驗驗證了該中點控制方法在開關(guān)頻率低至500 Hz時的中點電位控制效果。

1 分段調(diào)制理論分界點

其中:fs為器件開關(guān)頻率;f為逆變器輸出頻率。

當(dāng)逆變器輸出頻率f降低時,逆變器PWM環(huán)節(jié)輸出的脈沖數(shù)N隨之增大,此時若仍采用SHEPWM等優(yōu)化PWM算法,導(dǎo)致開關(guān)角求解計算量與實現(xiàn)難度的顯著增加［15］;且此時優(yōu)化PWM與SVPWM相比性能基本類似,故需在一定范圍內(nèi)進(jìn)行分段調(diào)制。

定義調(diào)制度M為

定義一個開關(guān)周期內(nèi)PWM環(huán)節(jié)的脈沖數(shù)N為

其中:Vdc為直流側(cè)電壓;Vs為輸出側(cè)三相電壓幅值; Vref為參考電壓矢量幅值;考慮恒功率坐標(biāo)變換時轉(zhuǎn)

假設(shè)逆變器的額定輸出電壓幅值為Vsn,對應(yīng)的額定輸出頻率為fsn,此時對應(yīng)調(diào)制度達(dá)到最大值M=≈1.15。逆變器實際輸出頻率f與額定輸

max出頻率fsn間存在以下關(guān)系

將式(2)代人式(3),可得

由文獻(xiàn)［16］中二重傅里葉解析PWM環(huán)節(jié)諧波組成結(jié)果可知,當(dāng)一個開關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)N＜15～20時,由開關(guān)頻率造成的載波邊帶會呈現(xiàn)出低次諧波特性,此時應(yīng)采用優(yōu)化PWM算法。如以N=15

為例,存在的最低次諧波邊帶為7次,已呈現(xiàn)低次諧波特性。當(dāng)N＜15～20時,若考慮fsn=50 Hz,有

考慮目前國內(nèi)外大功率變頻調(diào)速中常見的幾種器件開關(guān)頻率方式,文章分別以fs=500 Hz、350 Hz、150 Hz三種情況進(jìn)行分析:當(dāng)器件開關(guān)頻率fs=500Hz時,M＞(0.577～0.770)時,優(yōu)化PWM算法較為合適;當(dāng)fs=350 Hz時,M＞(0.404～0.539)時,優(yōu)化PWM算法較為合適;當(dāng)fs=150 Hz時,M＞(0.173～0.231)時,優(yōu)化PWM算法較為合適;為確保低次諧波成分較小,一般取下限。

2 中點平衡問題

在50 kW實驗平臺上對不同開關(guān)頻率fs、逆變器輸出頻率f值時的中點平衡問題進(jìn)行分析,平臺拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。核心控制器為TI公司的高性能浮點DSP TMS320F28335,IGBT的額定電壓為1 200 V、額定電流為40 A,兩個分壓電容為450 V/ 2200μF,直流側(cè)給定電壓為690 V。將電容電壓和線電流通過SPI協(xié)議驅(qū)動DAC7724U芯片,最后輸出到DPO3014示波器上。

圖1 二極管箱位型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a three-level inverter

當(dāng)器件開關(guān)頻率fs=5 kHz、逆變器輸出頻率f= 50 Hz時,一個開關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)為100,調(diào)制度M為1.15,對應(yīng)的中點電位及逆變器輸出a相電流波形如圖2所示。

圖2 fs=5 kHz,f=50 Hz時的中點電位及線電流波形Fig.2 W aveforms of neutral point potential and line current w ith fs=5 kHz,f=50 Hz

由圖2可知,在開關(guān)頻率較高時,采用常規(guī)SVPWM算法能保證輸出電流平滑、中點電位平衡。當(dāng)fs=500 Hz,f=50 Hz時,一個周期內(nèi)的脈沖數(shù)為10、調(diào)制度M為1.15,采用SHEPWM優(yōu)化算法后的中點電位及相電流波形如圖3所示。

圖3 fs=500 Hz,f=50 Hz時的中點電位及線電流波形Fig.3 Waveforms of neutral point potential and line current w ith fs=500 Hz,f=50 Hz

由圖3可知,此時雖然輸出電流波形不夠平滑,但其中點電位是平衡的,這是由于SHEPWM算法的同步對稱性造成的。

當(dāng)fs=500 Hz、f=20 Hz時,一個開關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)為25、調(diào)制度M為0.462,根據(jù)上文分段調(diào)制分界點的分析,此時采用SVPWM算法更為合適,此時由DPO3014采集得到的中點電位及a相電流波形如圖4所示。

圖4 fs=500 Hz,f=20 Hz時的逆變器輸出電流波形Fig.4 W aveform of current w ith fs=500 Hz,f=20 Hz

由圖4可知,在低開關(guān)頻率低調(diào)制度區(qū)域,采用SVPWM會造成逆變器輸出側(cè)電流畸變嚴(yán)重、且無法保證中點電位的控制效果。

3 基于橋臂優(yōu)化選取的中點電位控制

3.1 原理分析

三電平逆變器的開關(guān)矢量圖如圖5所示［7］,fsmax=500 Hz所對應(yīng)的低調(diào)制度區(qū)位于陰影區(qū)域內(nèi),此時,三電平調(diào)制運行于內(nèi)六邊形內(nèi)。

以參考電壓矢量在A扇區(qū)為例,若僅由上橋臂開關(guān)(S+)動作,則開關(guān)順序及對應(yīng)的作用時間為

其中,t0+t1+t2=Ts/2,Ts為開關(guān)周期。

圖5 三電平逆變器開關(guān)矢量圖Fig.5 Sw itch vector diagram of three-level inverter

若僅由下橋臂開關(guān)(S-)動作,則開關(guān)順序及對應(yīng)的作用時間為

為保證上下橋臂開關(guān)動作時脈沖連續(xù)性,無論S+還是S-動作,都從u00(000)開始、u0

0(000)結(jié)束。

以圖1中標(biāo)注的電流正方向為例,當(dāng)S+動作時,一個開關(guān)周期內(nèi)流人中點的電流平均值為

由上分析可知,在穩(wěn)態(tài)情況下,若能保持上下橋臂的交替開通與關(guān)斷,中點電流in能保持穩(wěn)定,從而實現(xiàn)中點電位平衡。

3.2 低調(diào)制度區(qū)域的中點電位控制

以圖6所示三電平橋臂電路為例,規(guī)定中點電流、電壓的正方向。令Δun=ud1-ud2,可得如下關(guān)系:

1)Δun＞0時,S+動作,中點電流in為負(fù),ud1減小,Δun趨向于零;

2)Δun＜0時,S-動作,中點電流in為正,ud2減小,Δun趨向于零;

3)Δun=0時,S+與S-交替動作,保持中點平衡。

通過以上工作,可將中點電流in的實時檢測工作轉(zhuǎn)換成對中點電位差Δun=ud1-ud2正負(fù)值的實時檢測,這樣就可避免因開關(guān)頻率降低而導(dǎo)致的輸出電流諧波畸變對檢測精度的影響。

圖6 中點電流、電壓的正方向Fig.6 Positive direction of the neutral point potential and current

實際運行中,中點電位允許一定范圍內(nèi)的偏差,故引人中點電位偏差的閾值X,當(dāng)Δun＞X時,S+動作;當(dāng)Δun＜-X時,S-動作;當(dāng)-X≤Δun≤X時,S+與S-交替動作。其中,閾值X的取值根據(jù)系統(tǒng)控制要求而定,一般取(1%～5%)Vdc。低開關(guān)頻率下全調(diào)制區(qū)域的中點電位閉環(huán)控制框圖如圖7所示。

圖7 低開關(guān)頻率下全調(diào)制度區(qū)域的中點電位控制框圖Fig.7 Diagram of the control system for the neutral point potentialw ith low sw itching frequency

由圖7所知,本文所設(shè)計的低開關(guān)頻率下的中點電位控制分為以下幾部分:1)首先基于實際的器件開關(guān)頻率fs和調(diào)制度M值進(jìn)行分界調(diào)制點計算,生成算法選擇信號P,當(dāng)P為+時,選取常規(guī)SVPWM算法;當(dāng)P為-時,選取優(yōu)化PWM算法。2)低調(diào)制度區(qū)SVPWM的中點電位控制,通過計算中點電位差,然后經(jīng)過閾值判斷環(huán)節(jié)產(chǎn)生橋臂優(yōu)化選擇的指令信號S,當(dāng)S＞0時,僅限上橋臂動作;當(dāng)S＜0時,僅限下橋臂動作;當(dāng)S=0時,上下橋臂交替動作。

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真分析

為驗證本文所提出中點電位控制方案的可行性,首先針對高調(diào)制度區(qū)域采用SHEPWM時中點電位控制進(jìn)行仿真驗證。如圖8所示為對1 600 kW電勵磁同步電機(jī)進(jìn)行低開關(guān)頻率下SHEPWM調(diào)制時的中點電位波形,其中直流側(cè)電壓vdc的給定值為1 000 V,并在t=7.5 s時進(jìn)行電機(jī)負(fù)載突變。

圖8 1 600 kW電機(jī)SHEPWM調(diào)制時的中點電位波形Fig.8 Neutral point potential for 1 600 kW EESM at low sw itching frequency w ith SHEPWM

由圖8可知,優(yōu)化PWM調(diào)制算法因其自身的中點自平衡特性,能在較低開關(guān)頻率下保持良好的中點電位控制效果。圖9為fs=500 Hz、f=20 Hz,采用SVPWM算法時的中點電位控制仿真波形,其中直流側(cè)電壓Vdc的給定值為200 V,圖9(a)為常規(guī)中點控制時的波形,圖9(b)為采用本文所研究的橋臂優(yōu)化選取時的中點電位控制效果。

圖9 低開關(guān)頻率低調(diào)制區(qū)域的中點電位仿真波形Fig.9 Neutral point potential waveforms w ith a low sw itching frequency and a low index M

由圖9(a)可知,當(dāng)在低開關(guān)頻率、低調(diào)制度區(qū)域采用常規(guī)方式進(jìn)行中點電位控制時,中點電位差最大會超過15%Vdc;本文采用的橋臂優(yōu)化選取控制方式能實現(xiàn)fs=500 Hz、f=20 Hz條件下,中點電位差保持在1%Vdc內(nèi),驗證了本文研究方案的可行性。

4.2 實驗驗證

基于TMS320F28335搭建了50 kW三電平逆變器帶阻感負(fù)載的實驗平臺。直流側(cè)電容C1=C2= 2 200μF,直流側(cè)電壓Vdc=690 V,器件IGBT的開關(guān)頻率為fs=500 Hz,輸出側(cè)頻率為f=20 Hz,對應(yīng)調(diào)制度為M=0.462。采用本文研究的基于橋臂優(yōu)化選取的中點電位控制方案時,實驗過程中閾值X設(shè)定為1%Vdc,此時的中點電位波形(由控制-不控-控制)如圖10所示。

圖10 fs=500 Hz,M=0.462時的中點電位實驗波形Fig.10 W aveforms of neutral point potential w ithfs=500 Hz,M=0.462

由圖10可知,在器件開關(guān)頻率較低、調(diào)制度較低情況下,采用常規(guī)中點控制方法時,電容電位差較大,影響裝置正常工作。當(dāng)加人本文所提出的基于橋臂優(yōu)化選擇的中點電位控制策略時,中點電位能保持平衡,電容電位差為1%Vdc。此時逆變器輸出的a相電流波形及對應(yīng)的中點電位波形如圖11所示;圖12則為直流側(cè)電壓給定由690 V突變至900 V時對應(yīng)的中點電位及此時的a相電流波形。

圖11 fs=500 Hz時的輸出側(cè)a相電流波形及中點電位Fig.11 Output current and the neutral point potential waveforms w ith fs=500 Hz

由圖12可知,當(dāng)直流側(cè)電壓Vdc給定突變時,本文研究的基于橋臂優(yōu)化選取方式仍能實現(xiàn)良好的中點電位控制效果。

圖12 直流側(cè)電壓給定突增時的a相電流波形及中點電位Fig.12 Output current and the neutral point potential waveformsw ith an enlargement of Vdc

5 結(jié) 論

低開關(guān)頻率下的大功率三電平逆變器常采用分段調(diào)制策略,在高調(diào)制度區(qū)采用中點自平衡的同步優(yōu)化PWM算法;在低調(diào)制度區(qū)采用常規(guī)SVPWM算法。本文首先基于二重傅里葉解析結(jié)果從理論角度明確了此類分段調(diào)制的分界點。接著,研究了一種橋臂優(yōu)化選取的新型中點電位控制方式,能有效避免低開關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重對中點電位控制精度的影響,維持中點電位差在1%Vdc內(nèi),并通過仿真及實驗得到了驗證。同時,由于本文是基于低開關(guān)頻率下分段調(diào)制算法的前提研究的,故需考慮實際系統(tǒng)中分段調(diào)制的切換問題及其他一些諸如非線性等的影響,這也是本文的后續(xù)工作。

［1］ 張志,謝運祥,樂江源,等.二極管鉗位型單相三電平逆變器空間矢量脈寬調(diào)制方法［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報,2010,30 (27):62-68. ZHANG Zhi,XIE Yunxiang,LE Jiangyuan,et al.Study of SVPWM method for single-phase three-level diode-clamped inverter［J］.Proceedings of the CSEE,2010,30(27):62-68.

［2］ 洪峰,稽保健,楊偉,等.二極管鉗位型雙Buck三電平逆變器輸人均壓解藕控制［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報,2012,32(9): 34-40. HONG Feng,JIBaojian,YANGWei,etal.Decoupling control of input voltage balance for diode-clamped dual buck three-level inverters［J］.Proceedings of the CSEE,2012,32(9):34-40.

［3］ 周京華,賈斌,章小衛(wèi),等.三電平逆變器死區(qū)補(bǔ)償策略研究［J］.電機(jī)與控制學(xué)報,2013,17(5):69-74. ZHOU Jinghua,JIA Bin,ZHANG Xiaowei,et al.Research on dead-time compensation strategy of three-level inverter［J］.Electrical Machines and Control,2013,17(5):69-74.

［4］ 范必雙,譚冠政,樊紹勝.三電平雙PWM變換器電容電壓平衡綜合控制［J］.電機(jī)與控制學(xué)報,2014,18(1):38-43. FAN Bishuang,TAN Guanzheng,FAN Shaosheng.Integrated control of capacitance voltage balancing for back-to-back three-level PWM converters［J］.Electrical Machines and Control,2014, 18(1):38-43.

［5］ 姜衛(wèi)東,王群京,陳權(quán),等.考慮中點電壓不平衡的中點籍位型三電平逆變器空間矢量調(diào)制方法［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報,2008,28(30):20-26. JIANGWeidong,WANG Qunjing,CHEN Quan,et al.SVPWM algorithm for NPC three-level VSI considering unbalance neutral point voltage［J］.Proceedings of the CSEE,2008,28(30):20 -26.

［6］ YUAN Qingqing,WU Xiaojie,DAIPeng,et al.Control of electrically excited synchronousmotors with a low switching frequency［J］.Journal of Power Electronics,2012,12(4):615-622.

［7］ HOLTZ J,OIKONOMOU N.Estimation of the fundamental current in low-switching-frequency high dynamic medium-voltage drives［J］.IEEE Transactions on Industrial Application,2008,44(5):1597-1605.

［8］ HOLTZ J,OIKONOMOU N.Neutral point potential balancing algorithm at low modulation index for three-level inverter mediumvoltage drives［J］.IEEE Transactions on Industrial Applications,2007,43(3):761-768.

［9］ POU J,PINDADO R,BOROYEVICH D.Evaluation of the lowfrequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2005,52 (6):1582-1588.

［10］ BUSQUETS-MONGE S,BORDONAU J,BOROYEVICH D,et al.The nearest three virtual space vector PWM-amodulation for the comprehensive neutral-pointbalancing in the three-level NPC inverter［J］.Power Electronics Letters,2004,2(1):11-15.

［11］ STEINKE J K.Switching frequency optima PWM control of a three-level inverter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics,1992,7(3):487-492.

［12］ 符曉.電勵磁同步電機(jī)低開關(guān)頻率控制技術(shù)研究［D］.徐州:中國礦業(yè)大學(xué),2011.

［13］ 張永昌,趙爭鳴,張穎超,等.三電平變頻調(diào)速系統(tǒng)SVPWM和SHEPWM混合調(diào)制方法的研究［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報,2007,27(16):72-77. ZHANG Yongchang,ZHAO Zhengming,ZHANG Yingchao,et al.Study on a hybrid method of SVPWM and SHEPWM applied to three-level adjustable speed drive system［J］.Proceedings of the CSEE,2007,27(16):72-77.

［14］ WANG Chenchen,LIYongdong.Analysis and calculation of zero-sequence voltage considering neutral-point potential balancing in three-level NPC converters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(7):2262-2271.

［15］ DU TOITMOUTON H.Natural balancing of three-level neutralpoint-clamped PWM inverters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2002,49(5):1017-1025.

［16］ HOLMES D G,LIPO T A.Pulse width modulation for power converters:principles and practice［M］.New York:Wiley Publishing,2003:110-180.

(編輯:張詩閣)

Neutral point potential control for three-level inverters w ith low sw itching frequency

YUAN Qing-qing1, WU Xiao-jie2, DAIPeng2, XIA Kun1
(1.School of Optical-Electrical and Computer Engineering,University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai200093,China;2.School of Information and Electrical Engineering,China University of Mining and Technology,Xuzhou 221008,China)

The switching frequency of the three-level inverters is usually kept low to reduce the dynamic losses of the high-power inverters and which results in an increase in the harmonic components of the output current,and affects the control difficulties of the neutral point potential.According to these problems,the influence on the neutral point potential by the output currentwas analyzed,aswell as the first proposing of the demarcation point for the subsection modulation.For low modulation index,the normal pulse width modulation would bemore appropriate.A novel approach controlling the neutral point potential for the low modulation index was proposed based on the optimal selection of the sub-bridges.This new method doesn'tneed the output currentas a feedback signal,which avoids the affect from the severe distortion of the output current at low switching frequency.Experimental results verify thatmethod can maintain the neutral point potential balancing with the switching frequency as low as 500Hz.

three-level;low switching frequency;neutral point potential;demarcation point of subsection modulation; optimal selection of sub-bridges

10.15938/j.emc.2015.09.009

TM 464

A

1007-449X(2015)09-0061-06

2013-05-31

國家自然科學(xué)基金項目(51077124,51207091);滬江基金(B14002/D14002)

袁慶慶(1987—),女,博士,講師,研究方向為大功率變頻調(diào)速和新能源發(fā)電等;伍小杰(1966—),男,博士,教授,研究方向為電力電子傳動與電機(jī)控制保護(hù)等;戴 鵬(1973—),男,博士,教授,研究方向為大功率傳動技術(shù)和多電平技術(shù)等;夏 鯤(1980—),男,博士,副教授,研究方向為無刷電機(jī)控制和新能源發(fā)電等。

袁慶慶