多電平電壓源型逆變器的容錯技術綜述

徐 帥 張建忠

(東南大學電氣工程學院 南京 210096)

0 引言

多電平電壓源型逆變器因具有控制方式多樣、輸出電流諧波含量低以及逆變效率高等良好特性已成為高壓大功率應用的熱點，如高壓電動機變頻調速、高壓直流輸電、統一電能質量調節器、超導儲能和大功率不間斷電源等領域［1-3］。受當前電力電子技術水平整體限制，逆變器系統的可靠性遠低于機電裝置的其他部分。因此，在航空航天、電力系統和軍事裝備等對設備連續運行要求較高的場合，提高逆變器系統的可靠性顯得尤為重要。采用容錯技術是提高逆變器系統可靠性的主要途徑之一。故障容錯技術包括故障檢測和診斷、故障隔離以及軟硬件冗余等，其中軟硬件冗余設計是故障容錯非常關鍵的環節［4-9］。

多電平逆變器的功率器件數量隨著逆變器電平數的增加而增加，這一方面大大增加了多電平逆變器發生故障的概率，另一方面，多電平逆變器本身具備一定的冗余能力，即通過電平數的降低可釋放部分冗余資源，從而保證系統故障下具備以較低電平數繼續運行的能力。多電平逆變器故障下實現容錯運行的關鍵在于如何簡單有效地利用這些資源且盡量減少負面效應(如成本增加或增加設計與控制方面的難度［10-13］)。

逆變器常見的故障類型包括直流母線接地短路(F1)、直流母線電容短路(F2)、功率器件觸發脈沖丟失(F3)、功率器件短路(F4)、功率器件開路(F5)、逆變器橋臂短路(F6)、輸出交流側開路(F7)、相間短路(F8)以及單相對地短路(F9)等［12，13］。以三相變頻驅動系統中電壓源型逆變器為例，常見故障類型的位置示意圖如圖1所示。

圖1 電壓源型逆變器故障示意圖Fig.1 Fault schematic diagram of voltage source inverter

本文主要研究多電平電壓源型逆變器功率器件開路和短路故障(F3～F6)的容錯。由于功率器件短路故障發生的時間一般極短(10 μs 以內)，難以檢測，所以短路故障通常在電路中串聯快速熔斷器，從而轉換為開路故障［13］。

1 鉗位型多電平逆變器的容錯

R.Spee 等［14］于1988年提出了一種容錯型逆變器拓撲，并應用于直流無刷電動機的驅動系統。T.H.Liu 等［15，16］于1991年提出了在傳統兩電平三相逆變器中增加第四冗余橋臂的思想。基于冗余思想的提出，G.Sinha 等［16］于1995年提出利用多電平逆變器的自身冗余開關狀態來實現容錯運行。近年來，各種多電平逆變器容錯拓撲及控制方法相繼被提出［17-39］。

1.1 二極管鉗位型三橋臂逆變器

傳統三電平二極管鉗位型逆變器拓撲如圖2所示，由3 個橋臂組成三相輸出，每相橋臂由4 個絕緣柵雙極型晶閘管(Insulated Gate Bipolar Thyristor，IGBT)各反并聯一個二極管串聯組成，分壓電容C1=C2。Sx1～Sx4(x=a，b，c)中每兩個功率器件處于導通或關斷狀態，其中(Sx1，Sx3)和(Sx2，Sx4)為互補的開關對。逆變器正常運行時，輸出正電平、零電平和負電平3 種電平狀態。但是，當功率器件發生開路或短路故障時，將使故障橋臂不能正常運行，從而導致逆變器輸出電壓不平衡、輸出電流諧波畸變率增加、調制度降低以及逆變器效率降低等問題。例如Sa1發生開路故障時，A 相將不能輸出正電平，從而導致輸出的三相電壓、電流不平衡現象。

圖2 三電平二極管鉗位型逆變器拓撲Fig.2 The topology of three-level diode-clamped inverter

三電平二極管鉗位型逆變器有33=27 種開關狀態組合，對應27 個空間電壓矢量。當功率器件發生故障時，可利用冗余的空間電壓矢量，使逆變器容錯運行［17，18］。例如當Sa1發生短路故障時，A 相將不能輸出零電平，故障后可用的電壓空間矢量如圖3a 所示，圖中虛線所示矢量為故障后的不可用矢量。當Sa2發生短路故障，A 相失去輸出負電平能力，重構后電壓空間矢量如圖3b 所示。利用冗余矢量進行容錯，不需要增加額外器件，成本較低，但由于一些關鍵開關狀態的減少，逆變器故障重構后最大調制度降低為正常時的一半。

圖3 故障后的空間電壓矢量圖Fig.3 Space voltage vector diagram after fault

圖3所示的逆變器軟件容錯方法利用自身的冗余開關矢量可以容錯功率器件的開路和短路故障，但重構后的最大調制度和輸出電壓幅值降低，而且需要增大一些功率器件的耐壓值。通過增加一些開關器件進行硬件容錯是實現逆變器故障容錯的行之有效的方法。圖4為兩種二極管鉗位三電平逆變器容錯拓撲單相橋臂結構［19-21］。

圖4 三電平二極管鉗位型容錯拓撲單相橋臂Fig.4 Fault-tolerant single-phase bridge arm of three-level diode-clamped inverter

圖4a 是在傳統三電平二極管鉗位型拓撲基礎上，每相橋臂與直流母線中點之間增加一個雙向可控晶閘管，用來隔離故障橋臂［19］。例如當A 相橋臂發生短路或開路故障時，觸發Ta導通隔離故障相，從而將A 相橋臂的輸出端連接至直流母線中點。采用該容錯方案故障后功率器件不承受過電壓，因此不必增大功率器件的耐壓值。但故障橋臂連接至直流母線中點，將使輸出電壓不平衡。為了保證故障重構后得到平衡的線電壓，需要采用改進的調制策略，假設正常狀態下逆變器三相參考電壓為

當A 相橋臂故障時，逆變器輸出相電壓va=0，調整B、C 間的相角從120°減小為60°，故障重構后得到的等效平衡線電壓為

圖5為A 相橋臂故障重構前后的電壓矢量圖，重構后的平衡線電壓和等效平衡相電壓均降低為正常值的倍，逆變器降額運行。

圖5 A 相橋臂故障重構的電壓矢量圖Fig.5 The voltage phasor diagram of A-phase bridge arm after fault reconstruction

圖4b 所示的容錯拓撲為采用一對IGBT 代替相應鉗位二極管。由于每相橋臂增加一對IGBT，增加了新的冗余開關狀態，這些開關狀態在正常運行時用來平衡器件的功率損耗，可有效提高逆變器的輸出功率。當橋臂故障時可利用開關組合將故障橋臂連接至直流母線中點［20，21］。例如當功率器件Sa1開路或短路導致A 相橋臂故障時，觸發(Sa2、Sa5)或(Sa3、Sa6)導通，使A 相輸出端連接至直流母線中點。采用改進的PWM 調制方法，如同圖4a 的容錯拓撲可得到平衡的線電壓，而且不需要增加功率器件的耐壓值。圖4a 和圖4b 所示的兩種容錯拓撲故障重構后的最大調制度均降低為正常時的一半，平衡線電壓幅值降低為正常時的 1/ ■3倍。

為了解決逆變器輸出電壓和調制度降低的問題，文獻［22，23］在三電平NPC 型拓撲基礎上增加了快速熔斷器和晶閘管，兩種容錯拓撲的單相橋臂如圖6所示。

圖6 三電平二極管鉗位型逆變器容錯拓撲單相橋臂(含快速熔斷器和晶閘管)Fig.6 Fault-tolerant single-phase bridge arm of three-level diode-clamped inverter(with fast fuse and thyristor)

圖6a 所示的增加熔斷器型拓撲，通過熔斷器和晶閘管與電容形成短路回路可有效隔離故障［22］。例如內開關Sa2發生短路故障，當輸出端需要輸出低電平時，Sa3和Sa4處于導通狀態，在不采取措施情況下C2、Sa2、Sa3、Sa4將構成短路回路，在任何時刻都無法輸出低電平。因此當檢測到Sa2短路故障時，立即觸發Ta1導通，使C1、Fa1、Ta1構成局部短路回路，從而熔斷Fa1隔離故障。故障重構過程如圖7所示，重構后故障橋臂工作在高電平和低電平的兩電平狀態，解決了最大調制度降低的問題。但故障后一些功率器件仍會承受過電壓。

圖7 Sa2短路故障重構前后的單相橋臂Fig.7 Single-phase bridge arm before and afterreconstruction under Sa2fault

圖6b 所示的增加熔斷器和有源開關型拓撲，在圖6a 的基礎上用IGBT 代替了鉗位二極管［23］。該拓撲綜合了圖4b 和圖6a 拓撲的優點，可以容錯單相橋臂上的多個故障或多相橋臂同時故障的情況，不僅解決了輸出電壓和最大調制度降低的問題，而且在一些故障情況下，使重構后的拓撲仍運行在三電平狀態。

圖6a 和圖6b 兩種拓撲存在的主要缺點為逆變器故障重構后一些半導體器件需要承擔整個直流母線電壓，所以需要增大器件的耐壓值，因此也增加了成本。

1.2 飛跨電容鉗位型三橋臂逆變器的容錯

圖8 飛跨電容鉗位型逆變器容錯拓撲單相橋臂Fig.8 Fault-tolerant single-phase bridge arm of flying across capacitor-clamped inverter

圖8為飛跨電容型三橋臂逆變器容錯拓撲A 相橋臂，每相橋臂的鉗位電容串聯一個雙向晶閘管，每個功率器件并聯一個雙向晶閘管，用來旁路相應的故障器件［24，25］。該容錯拓撲不需要增加冗余橋臂，就可以容錯功率器件的開路和短路故障，使輸出三相電壓仍保持平衡。例如當Sa1發生開路故障時，通過觸發Ta1將Sa1旁路，同時觸發Sa4導通、Tdc關斷，將內橋臂的電容支路隔離，重構后的逆變器運行于傳統兩電平模式。隨著電平數的增加，輸出相同電壓下可能的開關組合類型增加。但該拓撲存在的缺點是重構后Sa2和Sa3必須承擔兩倍于正常情況下的電壓幅值，增大了內橋臂功率器件的耐壓要求。

基于三橋臂的逆變器容錯拓撲，雖然結構簡單，不需要增加冗余橋臂，但存在的缺點是當功率器件故障時，最大調制度及交流側輸出電壓幅值降低。由于逆變器容錯拓撲故障重構后調制度降低，并且逆變器在并網應用中要求其調制度接近最大值，因此該容錯方案不適用于并網逆變器系統中。

1.3 混合鉗位型四橋臂逆變器

文獻［22］提出了一種混合四橋臂三電平逆變器容錯拓撲，如圖9所示。主橋臂為三電平二極管鉗位型逆變器橋臂，第四橋臂為飛跨電容型單相橋臂。在正常運行模式下，第四橋臂為主橋臂提供一個可靠的中點電壓鉗位點。因為飛跨電容可以改變流經第四橋臂的電流iNP，所以當直流側中點電壓發生偏差時，可通過調節流經飛跨電容的電流iNP的大小和方向來平衡中點電壓［23］。

圖9 混合鉗位型逆變器容錯拓撲Fig.9 Fault-tolerant topology of mix-clamped inverter

在任意一個主橋臂發生故障時，第四橋臂可以代替故障橋臂。例如當功率器件Sa4開路時，觸發Sa2和Sa3導通，使A 相橋臂連接至第四橋臂的中點，從而第四橋臂將代替A 相橋臂運行于三電平狀態。其他兩相主橋臂由于失去中點鉗位點，運行于高電平、低電平的兩電平狀態。

第四橋臂的開關狀態和電壓、電流關系如表1所示。

表1 開關狀態、NP 電壓和流經NP 電流Tab.1 Switching state，voltage and current of neutral point

圖9所示的容錯拓撲，其優點是第四橋臂在正常運行時為主橋臂提供一個可靠平衡的中點鉗位點，抑制了輸出電壓的低頻振蕩。但系統故障重構后輸出電壓不平衡，需要改進的調制策略來控制輸出電壓的平衡;而且故障后部分功率器件需要承擔整個直流母線電壓，增加了成本和損耗。

文獻［26，27］對文獻［22］中提出的混合四橋臂三電平逆變器容錯拓撲進行了改進，增加了一個飛跨電容型冗余橋臂，并通過兩個反向串聯的IGBT 連接至直流母線的中點，圖10為A 相主橋臂和第四冗余橋臂的結構。

圖10 混合鉗位型逆變器單相橋臂(含飛跨電容鉗位型橋臂)Fig.10 Fault-tolerant topology of mix-clamped inverter(with flying across capacitor-clamped bridge)

當飛跨電容型冗余橋臂上功率器件故障導致橋臂故障時，熔斷F1，同時觸發Sa5和Sa6導通，Ta保持關斷狀態，從而將故障的冗余橋臂隔離，重構后逆變器運行于三電平狀態。當A 相橋臂的Sa1發生短路故障時，首先，觸發正常兩相的下橋臂功率器件導通，然后觸發Sa2和Sa3導通，同時觸發冗余橋臂的下臂功率器件S3、S4和Ta導通，從而熔斷F1和Fa，隔離了故障，使輸出端連接至冗余橋臂的中點。當Sa1發生開路故障時，觸發正常橋臂的兩個上臂功率器件導通，同時觸發Sa2、Sa3、Sa4和S1導通，從而熔斷F1，并使Sa5、Sa6和Ta一直保持導通狀態，重構后逆變器運行于三電平狀態。

圖10所示的容錯拓撲優點為故障重構后仍可運行于三電平狀態;所有功率器件只需承擔1/2 的直流母線電壓;冗余橋臂中的功率器件工作在低頻狀態，所以功率損耗增加不大。但故障重構后，輸出電壓仍存在低頻電壓振蕩問題。

文獻［28］提出了一種抑制NP 低頻電壓振蕩的三電平四橋臂逆變器拓撲，如圖11所示，增加一個二極管鉗位型第四橋臂，通過電感連接至直流母線中點。正常運行狀態下，第四橋臂向鉗位點NP 注入電感電流iL來平衡鉗位點電壓VNP。平均電流計算公式如式(3)～式(5)所示。

圖11 三電平四橋臂二極管鉗位型逆變器容錯拓撲Fig.11 Fault-tolerant topology of three-level four-bridge diode-clamped inverter

表2 第四橋臂的開關狀態Tab.2 Switching state of the fourth bridge

開關的開通時間ton在每個調制周期內可通過式(6)計算，一個開關周期內流經電感的電流波形如圖12所示。

圖12 第四橋臂電感電流波形圖Fig.12 The inductor current waveform of the fourth bridge

在開關周期開始時，電流為零，由主橋臂切換至第四橋臂是在零電流狀態(ZCS)下進行的，因此，換相過程不產生開關損耗。

1.4 三相四橋臂并網型逆變器的容錯

文獻［28-34］研究了應用于并網發電系統逆變器的三電平四橋臂容錯技術。圖13為三電平二極管鉗位型并網逆變器主電路拓撲。逆變器拓撲由3 個二極管鉗位型橋臂構成，直流母線由兩個分裂式電容串聯組成，交流側通過輸出電感連接至電網。

圖13 三電平二極管鉗位型并網逆變器拓撲Fig.13 The topology of three-level diode-clamped grid-connected inverter

1.4.1 電感電流注入型

文獻［28，29］提出了含連接電感的三電平四橋臂逆變器容錯拓撲，如圖14所示，在基本三電平二極管鉗位型并網逆變器拓撲基礎上，第四橋臂中點通過電感連接至直流母線中點，主橋臂的輸出端通過開關連接至第四橋臂中點。正常狀態下，R1、Ra1、Rb1、Rc1處于閉合狀態，Ra2、Rb2、Rc2處于斷開狀態，因為每相的連接開關是串聯的，所以減少了寄生電感的影響。

當A 相主橋臂發生故障時，控制開關R1和Ra1斷開、Ra2閉合，隔離A 相橋臂，第四橋臂替代A 相橋臂，重構后的拓撲運行于標準三電平狀態。

當第四橋臂發生故障時，控制開關R1斷開，隔離第四橋臂，重構后保持標準三電平NPC 運行。但電容電壓將失去平衡能力，鉗位點NP 仍存在低頻電壓振蕩現象。因此應采用抑制NP 低頻電壓振蕩和平衡電容電壓的調制策略。控制NP 電壓平衡的同時也會增加正常橋臂的功率器件損耗，所以在故障狀態下，調制策略應同時兼顧逆變器中點電壓平衡和功率器件損耗。其次，因為連接開關的響應速度較慢，故障重構需要數十毫秒的時間，這樣會使故障橋臂的一些功率器件承受整個直流母線電壓，從而會增加一定的功率損耗。

圖14 電感電流注入型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲Fig.14 The inductor current injection type three-level four-bridge inverter topology

1.4.2 有源鉗位型

圖15為有源鉗位型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲［28］，采用IGBT 代替三相主橋臂中相應的鉗位二極管，避免了功率器件的過電壓現象。

圖15 有源鉗位型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲Fig.15 The active-clamped three-level four-bridge inverter topology

當第四橋臂發生故障時，控制開關R1斷開隔離第四橋臂，逆變器重構后保持標準三電平運行。當主橋臂某一相功率器件故障時，控制故障相輸出端連接至第四橋臂中點。例如當Sa1發生短路故障時，觸發Sa3、Sa6導通，使故障相輸出端連接至直流母線中點，避免了功率器件承受整個直流母線電壓的情況。但重構后的最大調制度降低為正常時的一半，從而輸出電壓幅值和輸出功率降低，限制了其應用范圍。

1.4.3 電氣隔離型

圖16為電氣隔離型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲［28］，在保留各種容錯功能的基礎上，在逆變器交流側輸出電感和電網或電機系統之間增加了雙向晶閘管、快速熔斷器和接觸器，隔離故障過程中可以避免過高的dv/dt 所帶來的晶閘管不理想換相問題。

圖16 電氣隔離型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲Fig.16 Fault-tolerant topology of electric isolation type three-level four bridge inverter

例如當逆變器主橋臂的功率器件故障時，熔斷相應的熔斷器，在不影響正常功率器件的情況下，將故障與電網或電機系統隔離。例如Sa1發生故障時，觸發雙向晶閘管Ta、Tb、Tc導通，通過形成局部短路從而熔斷至少兩相的熔斷器。一旦熔斷器被熔斷，打開R1和Ra1，并閉合開關Ra2、Ra3、Rb3、Rc3，此時，A 相橋臂被隔離，第四橋臂代替A 相橋臂，系統重構后運行于標準三電平狀態。當第四橋臂的某個功率器件故障時(開路或短路)，必須停止該橋臂的換相，重構后逆變器仍運行于標準三電平狀態。

圖16所示的逆變器容錯拓撲由于熔斷器和雙向晶閘管在電網側，使逆變器拓撲與熔斷器的熔斷過程形成了隔離，因此可以防止晶閘管承受較大的dv/dt，從而有效避免了換相失敗的問題。

圖14所示的含連接電感型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲結構簡單，故障重構過程中不需要改變調制度，也不需要增加快速熔斷器。但故障重構后的一些器件會承受過電壓，需要增加功率器件的耐壓值，從而增加了逆變器成本，也限制了其應用范圍。圖15所示的有源鉗位型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲故障重構后避免了器件的過電壓，不需要增大功率器件的耐壓值，降低了逆變器成本。但當主橋臂故障時，重構后的調制度降低為正常時的一半，輸出功率和輸出電壓幅值降低。圖16所示的電氣隔離型三電平四橋臂逆變器容錯拓撲，不僅避免了功率器件的過電壓，而且系統重構后調制度不變。因此該容錯拓撲的應用范圍較廣泛。表3 為上述鉗位型逆變器容錯拓撲的性能比較。

表3 鉗位型逆變器容錯拓撲比較Tab.3 Comparation of fault-tolerant clamped inverter topology

2 級聯型多電平逆變器的容錯

目前，級聯型多電平逆變器逐漸被應用于高壓大功率場合(如高壓直流輸電，柔性交流輸電等)。級聯型多電平逆變器的模塊化使其更容易實現容錯運行［35-40］。

2.1 采用硬件冗余單元

文獻［9，35］研究了級聯型多電平逆變器的容錯技術，其基本思想是采用硬件冗余單元實現容錯運行。容錯型級聯11 電平逆變器拓撲如圖17所示，每相有5 個正常單元模塊和一個冗余單元模塊，冗余單元模塊在逆變器正常運行時均處于旁路狀態。帶旁路開關的子單元模塊如圖18所示。該容錯方法不需要增加冗余器件，而且重構后逆變器輸出功率不變。

圖17 容錯型級聯多電平逆變器Fig.17 Fault-tolerant cascade multilevel inverter

圖18 級聯多電平逆變器單元Fig.18 Cascade multilevel inverter unit

級聯型多電平逆變器中單元模塊的故障隔離方法有3 種:①采用旁路開關;②單元模塊輸出端并聯一個三端雙向可控開關元件;③控制故障單元模塊中正常功率器件的通斷。冗余模塊的投入過程為:當A 相橋臂一個單元模塊a1故障時，將a1的旁路開關T 置于f，同時將ra模塊的旁路開關置于n，此時冗余模塊代替了故障模塊，逆變器運行于容錯模式，如圖17所示。還可通過控制故障單元中正常工作的功率器件的開關狀態隔離故障，如圖18中功率器件S1開路故障時，控制S3和S4導通，同時控制S2關斷，從而隔離了故障單元。表4 為各種故障狀態下IGBT 的脈沖驅動信號。

表4 故障狀態下IGBT 的脈沖驅動信號Tab.4 Gate drive signals of switches under switching faults

由于級聯多電平逆變器在輸出串聯、功率器件的故障診斷、故障模塊的隔離及冗余模塊的投入過程需要一定時間，因此，級聯多電平逆變器從故障狀態切換到容錯運行狀態會出現短暫的缺電現象。為了減小或消除缺電時間，應研究更為先進的故障診斷、故障隔離及故障重構方法。

2.2 旁路正常單元

當某相橋臂多個單元模塊同時故障時，冗余單元無法補償故障，導致每相橋臂的單元模塊數量不同，逆變器將運行在不平衡狀態。通過旁路正常相正常運行模塊可以平衡三相橋臂的單元模塊數量，從而在不改變調制方法的情況下使逆變器輸出三相平衡電壓。如圖17所示的級聯11 電平逆變器，圖19a 為正常狀態下的矢量圖。當B 相橋臂1 個模塊、C 相橋臂2 個模塊同時故障時，其矢量圖如圖19b 所示，分別旁路A 相2 個和B 相1 個正常模塊，此時逆變器降額運行于平衡狀態。采用旁路正常單元法重構后的電壓矢量圖如圖20a 所示，輸出線電壓降低了40%。采用基波相移補償法重構后的矢量圖如圖20b 所示。

圖19 級聯11 電平逆變器的電壓矢量圖Fig.19 The voltage phasor diagram of 11-level cascade inverter

圖20 級聯11 電平逆變器的電壓矢量圖Fig.20 The voltage phasor diagram of 11-level cascade inverter

2.3 基波相移補償方法

當逆變器由于故障而不平衡運行時，將輸出三相不等幅的線電壓。文獻［36］提出了基波相移補償方法(Fundamental Phase-shift Compensation，FPSC)，即利用正常單元模塊，通過調整三相參考電壓之間的相位差，從而得到較大的平衡線電壓。不同的故障下，三相之間的相位差計算如下

式中:Va、Vb、Vc分別為三相電壓的幅值;α、β、γ分別為三相間的相位差。

對于一個級聯11 電平的逆變器，每相橋臂含有5 個級聯的單元模塊。當B 相橋臂1 個模塊、C 相橋臂2 個模塊同時故障時，采用基波相移補償方法調整三相電壓之間的相位差，從而得到平衡的線電壓，重構后的電壓矢量圖如圖20b 所示。重構后線電壓幅值從8.66(pu)降低為6.67(pu)，線電壓幅值僅降低了23%。

由圖20a 和20b 可知，相比于旁路正常單元的容錯方法，采用FPSC 方法可大大提高重構后的輸出電壓幅值。表5 為幾種故障情況下，采用FPSC 方法重構后的線電壓和線電壓變化率。由表中第4 種故障情況可知，FPSC 方法并不能在所有的故障情況下都能得到最大輸出線電壓。

表5 級聯11 電平各種故障的情況比較(FPSC 方法)Tab.5 Compensation of fault conditions of cascade 11-level inverter(FPSC method)

2.4 改進的FPSC 方法

文獻［37，38］提出了一種改進的FPSC 方法。將兩個含有較少正常單元的橋臂之間相位差調整為180°，并相應減小另外一相的電壓幅值，可得到平衡的線電壓，并適合于各種故障的情況。例如A 相含有最多的正常單元，重構后A 相電壓幅值和各相之間的相位差計算公式為

如表5 中第3 種故障情況，B 相3 個和C 相2 個模塊同時發生故障，采用改進的FSPC 法，首先調整B 相和C 相的相位差為180°，并減小A 相的電壓幅值，使逆變器輸出平衡的線電壓。圖21a 為級聯11 電平逆變器矢量示意圖。圖21b 和圖21c 為分別采用FPSC 方法和改進的FSPC 方法重構后的電壓矢量圖。與FPSC 方法相比，改進的FPSC 方法使輸出線電壓幅值增大了15%。FPSC 方法及其改進的方法使故障重構后線電壓幅值均有所降低。由于故障導致中性點發生位移，重構后的負載功率因數降低。

圖21 級聯11 電平逆變器的電壓矢量圖Fig.21 The voltage phasor diagram of 11-level cascade inverter

2.5 直流母線電壓重構法

文獻［39］提出直流母線電壓重構的方法，增加故障相中正常模塊的直流側電壓，使三相的直流側輸入電壓總和保持不變，從而使重構后輸出電壓保持不變。例如級聯7 電平逆變器C 相C2和C3模塊發生故障被旁路時，調整C 相C1模塊的直流側電壓值為正常值的3 倍，使逆變器直流側輸入電壓總和保持不變，從而故障重構后輸出電壓不變。重構前后的電壓相量圖分別如圖22a 和圖22b 所示。

直流側電壓的升高將導致功率器件電壓應力增大。文獻［40，41］提出采用FPSC 法和直流側電壓重構法相結合的容錯方法，通過增加故障相和正常相正常模塊的直流側電壓值，使總輸入電壓值保持不變，例如C 相兩個模塊發生故障被旁路，調整三相之間的相角，并增大三相橋臂正常模塊的直流側電壓值，使逆變器輸出平衡的線電壓。重構后的電壓相量圖如圖22c所示。該改進的控制方法減小了故障相模塊中功率器件的電壓應力。

圖22 級聯7 電平逆變器的電壓矢量圖Fig.22 The voltage phasor diagram of 7-level cascade inverter

文獻［42-44］介紹了應用于無功靜止同步補償裝置的級聯多電平逆變器容錯技術。H 橋單元模塊作為有源整流器控制H 橋模塊的電流，用來提高系統的功率因數，改善各單元模塊的直流側電壓。當檢測到某一相單元模塊故障時，增大該故障相正常單元模塊的直流側參考電壓，使故障前后直流側參考電壓值總和不變，從而在不降低輸出功率的情況下，使逆變器運行于容錯狀態。但故障相重構后H 橋單元模塊中功率器件的電壓、電流應力將會增大。

3 結論

本文主要對鉗位型和級聯型多電平逆變器容錯拓撲及容錯控制方法進行了歸納和總結。從總體上看，未來的研究趨勢大致為以下幾方面:

1)研究先進的故障監測和診斷方法。在可靠性要求較高的場合，當故障發生時，要求系統能夠快速、準確地檢測并隔離故障，同時這也是實施容錯控制的前提。

2)定量分析逆變器故障容錯的暫態過程，采取適當措施盡可能減少重構時間，不致引發其他故障而使系統癱瘓。

3)提出新型容錯型多電平逆變器拓撲。使之可以容錯單相多處功率器件故障和多相的功率器件同時故障。雖然傳統多電平逆變器自身為容錯運行提供了大量冗余資源，但冗余意味著成本的增加，應考慮費效比的問題，而且故障后的控制方法較為復雜。

4)采用硬件和軟件相結合的技術來優化逆變器系統的容錯設計。研究定量評估、分析逆變器容錯設計可靠性的方法。

5)深入研究模塊化多電平逆變器的容錯技術。提高單元模塊的可靠性，研究單元模塊內部和外部相結合的容錯技術，并深入分析故障容錯對逆變器交流側輸出功率、直流側電壓利用率及輸出電能質量的影響。

6)研究并網發電可再生能源系統逆變器的故障診斷與容錯技術。目前，國內外對電機驅動系統逆變器容錯技術進行了大量的理論和應用研究，取得了一定成果。并網逆變器的輸入(可再生能源)和輸出(電網)復雜的暫態環境使內部故障檢測和容錯過程變得較復雜。因此，并網發電系統中逆變器的容錯技術具有廣闊的理論和應用研究空間。

［1］ Rodriguez J，Lai J S，Peng F Z．Multilevel inverters:A survey of topologies，controls，and applications［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(4):724-738．

［2］ Tolbert L M，Pang F Z，Habeleler T G．Multilevel converters for large electric drivers［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(1):36-43．

［3］ Tolbert L M，Habetler T G．Novel multilevel inverter carrier based PWM method［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(5):1098-1107．

［4］ Fuchs F W．Some diagnosis methods for voltage source inverters in variable speed drives with induction machines-a survey［C］．Proceedings of the IEEE Industrial Electronics Society Annual Conference，Roanoke，Virginia，USA，2003:1378-1385．

［5］ Bin L，Sharma S K．A literature review of IGBT fault diagnostic and protection methods for power inverters［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，2009，45(5):1770-1777．

［6］ Rodriguez-Blanco M A，Claudio-Sanchez A，Theilliol D，et al．A failure-detection strategy for IGBT based on gate-voltage behavior applied to a motor drive system［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(5):1625-1633．

［7］ Fu J R，Lipo T A．A strategy to isolate the switching device fault of a current regulated motor drive［C］．Proceedings of Industry Applications Society Annual Meeting，1993，2:1015-1020．

［8］ Song Yantao，Wang Bingsen．Survey on reliability of power electronic systems［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(1):591-603．

［9］ Behrooz M．Survey of fault-tolerance techniques for threephase voltage source inverters［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61(10):5192-5202．

［10］ Zhang W P，Xu D H，Enjeti P N，et al．Survey on fault-tolerant techniques for power electronic converters［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(12):6319-6331．

［11］ 趙文祥，程明，朱孝勇，等．驅動用微特電機及其控制系統的可靠性技術研究綜述［J］．電工技術學報，2007，22(4):38-46．

Zhao Wenxiang，Cheng Ming，Zhu Xiaoyong，et al．An overview of reliability of drive system for small and special electric machines［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2007，22(4):38-46．

［12］ 張蘭紅，胡育文，黃文新．三相變頻驅動系統中逆變器的故障診斷與容錯技術［J］．電工技術學報，2004，19(12):1-10．

Zhang Lanhong，Hu Yuwen，Huang Wenxin．Fault diagnosis and tolerant techniques of inverter in threephase variable frequency drive system［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2004，19(12):1-10．

［13］ 安群濤，孫力，孫立志，等．三相逆變器開關管故障診斷方法研究進展［J］．電工技術學報，2011，26(4):135-144．

An Quntao，Sun Li，Sun Lizhi，et al．Recent developments of fault diagnosis methods for switches in three-phase inverters［J］．Transactions of China Electrotechnical Society，2011，26(4):135-144．

［14］ Spee R，Wallace A K．Remedial strategies for brushless DC drive failures［C］．Proceedings of Industry Applications Society Annual Meeting，Pittsburgh，PA，USA，1988，1:493-499．

［15］ Liu T H，Fu J R，Lipo T A．A strategy for improving reliability of field oriented controlled induction motor drives［C］．Conference Record of the 1991 IEEE Industry Applications Society Annual Meeting，Dearborn，MI，USA，1991，1:449-455．

［16］ Sinha G，Hochgraf C，Lasseter R H，et al．Fault protection in a multilevel inverter implementation of a static condenser［C］．Conference Record of the 1995 IEEE Industry Applications Conference，Orlando，FL，1995，3:2557-2564．

［17］ Li Shengming，Xu Longya．Fault-tolerant operation of a 150 kW 3-level neutral-point-clamped PWM inverter in a flywheel energy storage system［C］．Conference Record of the 2001 IEEE Industry Applications Conference，Chicago，IL，USA，2001，1:585-588．

［18］ Li S，and Xu L．Strategies of fault tolerant operation for three-level PWM inverters［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(4):933-940．

［19］ Farnesi S，Fazio P，Marchesoni M．A new fault tolerant NPC converter system for high power induction motor drives［C］．2011 IEEE International Symposium on Diagnostics for Electric Machines，Bologna，2011:337-343．

［20］ Bruckner T，Bernet S，Guldner H．The active NPC converter and its loss-balancing control［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52(3):855-868．

［21］ Li J，Huang A Q，Bhattacharya S，et al．Three-level active neutral point clamped(ANPC)converter with fault tolerant ability［C］．Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Washington，DC，2009:840-845．

［22］ Ceballos S，Pou J，Gabiola I，et al．Fault-tolerant multilevel converter topology［C］．IEEE International Symposium on Industrial Eletronics，Montreal，Canada，2006:1577-1582．

［23］ Ceballos S，Pou J，Zaragoza J，et al．Efficient modulation technique for a four-leg fault-tolerant neutralpoint-clamped inverter［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(3):1067-1074．

［24］ Kao Xiaomin，Corzine K A，Familiant Y L．A unique fault-tolerant design for flying capacitor multilevel inverter［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19(4):979-987．

［25］ Ceballos S，Pou J，Robles E，et al．Performance evaluation of fault-tolerant neutral-point-clamped converters［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(8):2709-2718．

［26］ Ceballos S，Pou J，Robles E，et al．Three-level converter topologies with switch breakdown fault-tolerance capability［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(3):982-995．

［27］ Pou J，Zaragoza J，Rodríguez P，et al．Fast-processing modulation strategy for the neutral-point-clamped converter with total elimination of the low-frequencyvoltage oscillations in the neutral point［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54(4):2288-2294．

［28］ Ceballos S，Pou J，Zaragoza J，et al．Fault-tolerant neutral-point clamped converter solutions based on including a fourth resonant leg［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(6):2293-2303．

［29］ Ceballos S，Pou J，Zaragoza J，et al．Soft-switching topology for a fault-tolerant neutral-point-clamped converter［C］．IEEE International Symposium on Industrial Electronics，Vigo，Spain，2007:3186-3191．

［30］ Ceballos S，Pou J，Robles E，et al．Fault-tolerant hybrid four-leg multilevel converter［C］．European Conference on Power Electronics and Applications，Aalborg，Denmark，2007:1-9．

［31］ Ceballos S，Pou J，Robles E，et al．Three-level converter topologies with switch breakdown fault-tolerance capability［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(3):982-995．

［32］ Araujo R L，Jacobina C B，Cabral da Silva E D，et al．Fault-tolerant voltage-fed PWM inverter AC motor drive systems［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2004，51(2):439-446．

［33］ Bolognani S，Zordan M，Zigliotto M．Experimental fault-tolerant control of a PMSM drive［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2000，47(5):1134-1141．

［34］ Welchko B A，Lipo T A，Jahns T M，et al．Fault tolerant three-phase AC motor drive topologies:A comparison of features，cost，and limitations［J］．IEEE Transactions Power Electronics，2004，19(4):1108-1116．

［35］ Song W C，Huang A Q．Control strategy for faulttolerant cascaded multilevel converter based STATCOM［C］．The 22nd Annual IEEE Applied Power Electronics Conference，Anaheim，CA，USA，2007:1073-1076．

［36］ Hammond P W．Enhancing the reliability of modular medium-voltage drives［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49(5):948-954．

［37］ Lezana P，Ortiz G．Extended operation of cascade multicell converters under fault condition［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56(7):2697-2703．

［38］ Correa P，Pacas M，Rodriguez J．Modulation strategies for fault-tolerant operation of H-bridge multilevel inverters［C］．IEEE International Symposium on Industrial Electronics，Montreal，Que，2006，2:1589-1594．

［39］ Song W C，Huang A Q．Fault-tolerant design and control strategy for cascaded H-bridge multilevel converter-based STATCOM［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(8):2700-2708．

［40］ Maharjan L，Yamagishi T，Akagi H，et al．Faulttolerant operation of a battery-energy-storage system based on a multilevel cascade PWM converter with star configuration［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(9):2386-2396．

［41］ Lezana P，Pou J，Meynard，T A，et al．Survey on fault operation on multilevel inverters［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(7):2207-2218．

［42］ Cheng Y，Qian C，Crow M L，et al．A comparison of diode-clamped and cascaded multilevel converters for a STATCOM with energy storage［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53(5):1512-1521．

［43］ Liu Y，Huang A Q，Tan G J，et al．Control strategy improving fault ride-through capability of cascade multilevel inverter based STATCOM［C］．Industry Applications society Annual Meeting，Edmonton，Alta，2008:1-6．

［44］ Akagi H，Fujita H，Yonetani S，et al．A 6.6 kV transformerless STATCOM based on a five-level diodeclamped PWM converter:System design and experimentation of a 200 V 10 kVA laboratory model［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44(2):672-680．