雙諧振耦合能量信息同步傳輸技術研究

郭 堯 魏 國 郝瀟瀟 朱春波

(哈爾濱工業大學 哈爾濱 150001)

?

雙諧振耦合能量信息同步傳輸技術研究

郭 堯 魏 國 郝瀟瀟 朱春波

(哈爾濱工業大學 哈爾濱 150001)

無線電能傳輸技術實現了對設備的非接觸供電，適應了特殊場合(如移動設備和旋轉設備)供電需求，避免了傳統傳導式供電帶來的諸多問題。然而在實際應用中(如醫學電子膠囊、無線供電時的信息反饋等)，在能量無線傳輸的同時還要求信息的同步傳輸。針對這類應用，提出一種新型雙諧振結構，利用其固有的雙諧振特性，在一對線圈中實現能量和信號的同步傳輸。在分析雙諧振電路特性的基礎上，通過提出傳輸因子的概念，分析其信道帶寬與響應時間，并研究傳輸因子與能量/信息傳輸性能的關系。實驗表明，當負載小于10 Ω，傳輸距離小于120 mm時，能量傳輸效率高于70%。通過開關鍵控調制方式，在負載值1.31 Ω、距離122 mm時，實現了50 kHz的有效傳輸。

雙諧振耦合 無線 電能傳輸 信息傳輸

0 引言

自美國麻省理工學院的Marin Soljacic教授等于2006年11月在美國AIP工業物理論壇上首次提出磁耦合諧振無線電能傳輸技術的概念[1]以來，該技術快速發展，并逐漸應用到手機、家用電器、電動汽車及軌道交通等諸多領域。

在研究磁耦合諧振技術用于能量傳輸的同時，國際上一些機構開始著手研究該技術用于通信領域。如喬治亞理工學院Z.Sun等[2]研究了土壤中磁通信的通道損耗、誤碼率和帶寬等問題，提出用LC無源中繼增加通信距離的方法；美國阿拉巴馬大學S.Bae等[3]研制了基于磁通信的礦難應急通信裝置，工作頻率48 kHz，實現地下1 km語音通信。

磁通信與磁耦合能量傳輸在理論模型上幾乎相同，只是在電路工作狀態上有所不同。由于其具有的諸多優點，部分學者開始針對特殊應用場合下的能量信號同步傳輸進行研究。文獻[4]提出一種DCSK調制方法，使電能傳輸功率改變時不影響數據傳輸，但該文中所提出的結構要求二次側有兩個接收線圈：一個用于接收數據，一個用于能量接收和時鐘同步，增加了系統復雜程度。文獻[5]研究了在諧振式無線電能系統中使用頻分復用(OFDM)技術的單向信息同步傳輸方式，其信息與能量共用耦合機構，傳輸距離10 cm，然而這種基于電能傳輸通道的同步信息傳輸方法無法兼顧帶寬與效率(雖然較小的Q值可獲得較大的通信帶寬，但也導致能量傳輸效率較低)。文獻[6，7]提出一種用于引信的能量和信息非接觸同步傳輸技術。文獻[8]提出了基于電能通道的數字信號雙向傳輸方法。文獻[9]通過在逆變源前加入Boost調制環節，實現能量信息同步傳輸。

為了解決利用能量通道傳輸信息的諸多缺陷，保證能量傳輸的連續性和信息傳輸速率，本文提出一種新型雙諧振結構，利用其固有的雙諧振特性，分別進行能量和信息的傳輸。首先分析了雙諧振電路的特性，然后分析了其信道帶寬與響應時間，并研究了傳輸因子與能量/信息傳輸性能的關系，最后搭建了實驗平臺，研究了不同距離、負載下能量傳輸特性及通信速率對信號傳輸的影響。

1 雙諧振電路分析

1.1 諧振頻率分析

雙諧振電路結構如圖1所示，由串聯的電感L和電容C及并聯的電感La和電容Ca組成，其總阻抗為

(1)

其阻抗譜如圖2所示，可看到電路存在兩個串聯諧振點f1、f2以及一個阻抗無窮大的并聯諧振點f3。因為本文中激勵源為電壓源，因此僅采用f1和f2作為電路的兩個諧振頻率，在諧振頻率處電路總阻抗最小，呈純阻性。

圖1 雙諧振電路

圖2 雙諧振電路總阻抗與頻率關系

f1和f2對應的角頻率為

(2)

下面分析L與C、La及Ca的取值和ω0、ωa、ω1、ω2的關系。

當L=xLa，C=yCa， 且x>1，xy>1， 也即L>La且ω0<ωa時，有ω1=αω0，ω2=βωa， 其中α、β表明了ω1、ω2相對于ω0、ωa的偏移程度，且

(3)

此時α<1，β>1，且隨著x、y的增大，α、β均趨近于1，如圖3所示。此外，α與β的變化受電感倍數x的影響較為明顯，各頻率間的關系為ω1<ω0<ωa<ω2。

圖3 偏移量α與β隨x、y的變化趨勢

另一種情況，當La=xL，Ca=yC且x>1，xy>1， 也即Lωa時，有ω1=αωa，ω2=βω0， 其中

(4)

此時α與β的總體變化趨勢與前面相同，但其變化受y的影響更為明顯，并且與電感倍數x基本無關，如圖4所示，各頻率間的關系為ω1<ωa<ω0<ω2。

圖4 第二種情況下α與β變化趨勢

1.2 等效電感與傳輸因子的提出

無論是無線電能傳輸還是信息傳輸，其傳輸特性均與品質因數Q密切相關。而在雙諧振電路中，其品質因數計算較為復雜，因此需要找到一個更為合適的參數用于衡量能量/信息的傳輸。

設電壓源US=UScosωt激勵下電路各部分電流如圖5所示。

圖5 電壓源激勵下各部分電流

電路工作于諧振頻率ω1時，電感電流與電容電壓瞬時值為

(5)

(6)

(7)

(8)

電路儲能為

(9)

對式(9)求導，可解出在ω1t=0和ω1t=π/2時刻為儲能的極值點，分別記為W儲1和W儲2

(10)

(11)

對求得的兩個儲能做差，其結果如圖6所示，可以看到兩儲能之差近似為零，可認為兩種表達式基本相等，都能表示儲能最大值。

圖6 兩個儲能值之差

一個周期內消耗的能量就是電阻所產生的熱損耗

(12)

根據品質因數的定義

并帶入式(10)和式(12)，則雙諧振電路的品質因數為

(13)

同理，當電路工作于諧振頻率ω2時

(14)

(15)

同時，由式(5)與式(7)可得

(16)

式中λ為并聯電感電流與串聯電感電流之比，λ同樣出現在等效電感與品質因數的表達式中，并且在后續分析中與能量和信號的傳輸性能相關，本文中將其稱作傳輸因子。

1.3 耦合電感的選擇

由于雙諧振電路中存在兩個電感，而無線能量/信息的傳輸需要一、二次側的互感耦合，因此本節將通過進一步分析，選擇合適的電感作為發射/接收線圈。

首先當L=xLa，C=yCa， 且x>1，xy>1時，傳輸因子隨x、y變化曲線如圖7所示。可以看到，低頻ω1時傳輸因子λ接近于1，電感L和La中的電流幾乎相等。高頻ω2時傳輸因子隨x的增加而增大，即等效電感增大，導致帶寬變窄，響應時間變長。

當La=xL，Ca=yC， 且x>1，xy>1時，傳輸因子隨x、y的變化曲線如圖8所示。可以看到，低頻ω1時λ隨y的增加而增大，而較大的傳輸因子意味著并聯電感的電流大于串聯電感電流，具有電流放大作用。高頻ω2時在整個x、y變化區間λ一直較小，這意味著此時的帶寬較寬，響應時間較短。

圖7 傳輸因子隨x、y變化曲線

圖8 第二種情況下傳輸因子隨x、y變化曲線

因此選擇并聯電感作為耦合線圈，且并聯電感值大于串聯電感值，ωa<ω0，這樣低頻時線圈上具有較大的電流，增強能量傳輸能力，而高頻時具有較高的帶寬和較短的響應時間，保證通信速率。此時各頻率關系為ω1<ωa<ω0<ω2。

2 雙諧振耦合建模分析與參數選擇

采用并聯電感作為互感耦合的電路模型如圖9所示，L1、C1和L2、C2分別為一、二次側串聯電感電容；La1、Ca1和La2、Ca2分別為一、二次側并聯電感電容。RS為交流電壓源內阻，RL為負載電阻。

圖9 雙諧振電路互感耦合模型

電路的各部分阻抗為

(17)

式中：Z2(ω)為二次側的總阻抗；Z21(ω)為二次側到一次側的反映阻抗；Z1(ω)為一次側的總阻抗。

可求得電路中各電感電流和負載電壓為

(18)

從而輸入和輸出電壓的關系為

URL(ω)=G(ω)US

(19)

負載所接收到的功率為

(20)

則能量傳輸效率為

(21)

采用數學軟件對參數賦值后，就可以進行繪圖觀察。

(22)

傳輸因子與電感電容的選擇密切相關，這些參數的選擇關系到整個系統的傳輸性能。

對于能量傳輸，選擇較低的頻率可以降低輻射和線圈上的趨膚效應，逆變電路及其控制也更容易實現，而對于信息傳輸，為了獲得較高的通信速率，需要較高頻率的載波。因此在設計中，我們希望ω1和ω2的頻率差盡可能大，有兩種方法：

方法一：使ω1接近ωa，ω0接近ω2，且增大ωa與ω0的頻率差。此時xy較大，且α與β接近于1。由式(22)可知，用這種方法選擇的參數，低頻傳輸因子很大，高頻傳輸因子很小。

方法二：使ω1盡量低于ωa，ω2盡量高于ω0，即令α較小而β較大。依據圖4，要求xy>1時，y<1。用這種方法選擇的參數，傳輸因子相對適中。

通過代入具體參數，對比兩種參數選擇方法。設低頻f1為100 kHz附近，高頻f2為900 kHz附近，RS=0.5 Ω，RL=20 Ω，US=10 V， 耦合系數k依次取值0.01、0.1、0.4。兩種方法的電感電容取值如表1所示。

表1 各電感、電容參數取值

方法一計算的高頻傳輸因子為0.017，低頻傳輸因子為10.83；方法二計算的高頻傳輸因子為0.113，低頻傳輸因子為1.18。

對比圖10和圖11可知，低頻時方法一較方法二更早地進入頻率分叉，意味著低頻時方法一具有更大的Q值(傳輸因子也更大)；對比圖12和圖13可知，高頻時方法二傳輸功率更大，這是因為此時方法二的傳輸因子更大。

圖10 方法一低頻f1時的負載電壓

圖11 方法二低頻f1時的負載電壓

圖12 方法一高頻f2時的負載電壓

圖13 方法二高頻f2時的負載電壓

將高頻時兩種方法的傳輸因子代入式(15)，分別為L+2.76×10-4La和L+0.0128La， 等效電感主要受串聯電感的影響，而傳輸因子幾乎不影響數據傳輸。

3 實驗

實驗電路相關參數如表2所示，為了保證信號傳輸的信噪比，采用方法二選取參數。逆變電路為全橋，信號調制方式為二進制開關鍵控，二次側解調采用包絡檢波和比較整形。采用互感耦合的方式，通過串聯電感將信號加入到雙諧振電路中。考慮耦合電感對系統的影響，此時的低頻諧振點為115.1kHz，高頻諧振點為888kHz。

表2 實驗參數選取

首先驗證低頻能量傳輸。傳輸距離為103 mm時，傳輸功率與效率隨負載的變化如圖14所示。

圖14 傳輸功率與效率隨負載變化曲線

隨著負載的增加，系統的傳輸效率下降，負載值小于10 Ω時，傳輸效率大于70%。而負載值為20 Ω時達到匹配，傳輸功率最大。

選定負載電阻為2.96 Ω，測量距離從46 mm到266 mm(耦合系數從0.3到0.037變化)變化時的傳輸功率與效率。耦合系數較高出現頻率分叉時，測量低頻點的數據，結果如圖15所示。

圖15 傳輸功率與效率隨距離變化曲線

隨著距離增加，傳輸效率呈下降趨勢。在距離為146 mm，耦合系數為0.074 4時達到阻抗匹配，傳輸功率最大。當傳輸距離小于120 mm時，傳輸功率與效率較為穩定。

然后驗證高頻信號傳輸。傳輸距離定為122 mm，負載為1.31 Ω，測得此時高頻3 dB帶寬為53 kHz，傳輸效率為4.92%。對于信號傳輸，效率不是主要的考慮因素，下面考察其傳輸速率。

在能量傳輸輸入功率20 W的同時，一次側發送頻率為9.7 kHz交替的01信號，二次側帶通濾波及包絡檢波的波形如圖16所示，原始信號與最后解調輸出信號如圖17所示。可看到經過帶通后，信號較好地從能量中分離出來，且最終的解調輸出與原始信號一致。將信號頻率增至70 kHz，帶通與包絡檢波的輸出如圖18所示。可看到此時信號的上升與下降邊緣已經發生重疊，解調會產生較大的誤碼率，認為已經無法傳輸信號。經測量，二次側帶通輸出信號的上升時間約為8 μs，而70 kHz的一個周期為14.3 μs，上升未完全響應就開始下降，所以電路的響應時間決定了最大通信速率。

圖16 9.7 kHz帶通與包絡檢波器輸出波形

圖17 9.7 kHz原始信號與解調信號

圖18 70 kHz帶通與包絡檢波器輸出波形

實驗達到的最大通信速率為50 kHz，原始信號與解調信號如圖19所示。此時解調信號相對于原始信號存在一定延遲，這是由于受電路響應時間的影響。

圖19 50 kHz原始信號與解調信號

4 結論

本文提出一種新型雙諧振結構，低頻諧振點用于傳能以降低輻射和趨膚效應，且使得逆變電路及控制更容易實現；高頻諧振點用于通信以提高通信速率，解決傳統的基于能量通道傳輸信號速率慢、能量傳輸不連續的問題。分析了雙諧振電路的特性、耦合電感的選擇、雙諧振耦合模型和參數選擇。

實驗表明，當負載值小于10 Ω、傳輸距離小于120 mm時，可實現70%以上的能量傳輸效率。在負載為1.31 Ω，距離為122 mm時，可實現最高50 kHz的數據傳輸速率。

[1] Kurs A，Karalis A，Moffatt R，et al.Wireless power transfer via strongly coupled magnetic resonances[J].Science，2007，317(5834)：83-86.

[2] Sun Z，Akyildiz I F.Magnetic induction communications for wireless underground sensor networks[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2010，58(7)：2426-2435.

[3] Bae S，Hong Y K，Lee J，et al.Pulsed ferrite magnetic field generator for through-the-earth communication systems for disaster situation in mines[J].Journal of Magnetics，2013，18(1)：43-49.

[4] Mirbozorgi S A，Nejad M M.A novel data transfer technique for bio-implantable devices through the inductive power transfer link[J].Analog Integrated Circuits and Signal Processing，2013，74(2)：303-315.

[5] Noguchi S，Inamori M，Sanada Y.Reliable data transmission for resonant-type wireless power transfer[J].IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics，Communications and Computer Sciences，2013，E96A(1)：298-303.

[6] 周曉東，張河.用于引信的電能和信息非接觸同步傳輸技術[J].兵工學報，2003，24(3)：424-426. Zhou Xiaodong，Zhang He.Contactless synchronous transmission of power and information for fuzes[J].Acta Armamentarii，2003，24(3)：424-426.

[7] 李長生，張合.基于磁共振的引信用能量和信息無線同步傳輸方法研究[J].兵工學報，2011，32(5)：537-542. Li Changsheng，Zhang He.Research on wireless power and information synchronous transmission method based on magnetic resonance for fuzes[J].Acta Armamentarii，2011，32(5)：537-542.

[8] 劉洋.ICPT系統中信號雙向傳輸機理研究[D].重慶：重慶大學，2013.

[9] 張愛國.感應式電能和信號同步傳輸技術的研究[D].哈爾濱：哈爾濱工業大學，2013.

Study on Wireless Power and Information Synchronous Transfer Based on Dual Resonant Coupling Circuits

GuoYaoWeiGuoHaoXiaoxiaoZhuChunbo

(Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China)

Wireless power transfer (WPT) technology realizes contactless power supply to equipments，e.g. mobile devices and rotating machinery，and avoids problems caused by power supply wires.However，in practical applications, such as medical electronic capsule and information feedback in WPT，the synchronous transfer of information is required.For such applications，a new dual resonant circuit is proposed in this paper，which is able to realize the synchronous transmission of power and information.Based on the analysis of the dual resonant circuit，the concept of the transfer factor is proposed to analyze the channel bandwidth and response time.The relationship between the transfer factor and the energy/information transfer performance is also studied.Experiments show that the energy transfer efficiency is above 70% when load is less than 10 Ω and the distance is less than 120 mm.By using the on-off-keying modulation mode，50 kHz signal can be effectively transferred at 122 mm air gap with 1.31 Ω load.

Dual resonant coupling circuit，wireless power transfer，information transfer

國家自然科學基金(51277037)資助項目。

2015-05-28 改稿日期 2015-06-12

TM726.1

郭 堯 男，1987年生，博士研究生，研究方向為無線電能傳輸技術。

魏 國 男，1966年生，教授，研究方向為無線電能傳輸、現代敏感技術、信號處理。(通信作者)