功率因數可調的單相PWM整流器建模及控制系統設計

2015-03-17 02:16:04陸志杰易映萍

通信電源技術 2015年3期

陸志杰，易映萍

（上海理工大學光電信息與計算機工程學院，上海200093）

0 引言

隨著電力電子技術［1］的飛速發展，電力電子變流裝置已經廣泛地應用于各行各業。目前，這些變流裝置大都通過整流環節來獲得穩定的直流母線電壓。傳統的整流技術［2］一般采用不控整流或相控整流方式，功率因數很低，會給電網帶來大量的電流諧波和無功功率。為了滿足功率因數、諧波及無功的標準，需要對電網諧波進行治理。目前諧波和無功功率治理的方法主要有無源電力濾波（PF）、有源電力濾波（APF）、靜止無功補償裝置（SVC）、靜止無功發生器（SVG）、PWM整流器等。與其他諧波抑制和無功補償裝置相比，PWM整流器是從源頭上減少電網污染，因而是一種更好的諧波抑制和無功補償方法。在中小功率場合，與一般PWM整流器相比，單相PWM整流器依靠相對低的成本及同樣優異的性能，更具有競爭優勢。本文采用一種新的建模方法——開關模型＋大信號平均模型，來對單相PWM整流器建模仿真。

1 單相PWM整流器建模

單相PWM整流器拓撲及開關模型如圖1所示，四個IGBT單元在調制波高頻調制下輪換導通。

圖1 單相H橋PWM整流器拓撲結構圖及開關模型

設開關S1、S2在上橋臂導通時值為1，下橋臂導通時值為0，則其開關狀態組合如表1所示。

根據表1可得：

表1 S1、S2開關狀態組合

假設在一個開關周期中H橋整流器的直流電壓Udc、交流輸出電流iL均保持不變，則對式（1）、式（2）在一個開關周期進行平均，可得平均值為：

對開關函數S在一個開關周期中進行平均，由此可得平均值為：

對圖1，由KCL、KVL及式（4）、（5）可得平均模型等效模型［3］如圖2所示。由于逆變器輸出為與電網同頻、同相的交流信號，不存在穩態直流工作點，只有等效大信號平均模型，因此可直接根據圖2所示大信號平均模型進行控制環路設計。

圖2 大信號平均模型

2 單相PWM整流器控制器設計

整個H橋整流器控制系統由直流母線電壓外環、電感電流內環［4］構成，控制環設計應遵從先內環，后外環的設計原則進行。控制框圖如圖3所示。

圖3 功率因數可調的單相PWM整流器控制框圖

不考慮無功功率控制，電感電流內環控制器控制目標為將電感電流控制為與電網電壓同頻、同相，在幅值上與指令值一致（即幅值上不能衰減）。為此可供采用的策略有三種：P調節器＋電網電壓前饋控制；基于虛擬dq旋轉坐標系下的PI調節器控制；PR調節器控制。綜合考慮單片機或DSP資源、控制效果的快速性以及跟蹤精度、控制算法的易實現性等因素，采用P調節器＋電網電壓前饋控制為最優控制方案，電網電壓前饋控制可抵消電網擾動，有利于提高電網瞬變擾動下整個系統的穩定性、同時降低電網諧波含量較大條件下受控電流的THD，P調節器則僅需微調電感電壓。

因為PI調節器對正弦信號無法實現無靜差控制，即整個系統是有差系統，且積分項的引入會導致控制量滯后，整流器交流端口輸出電壓與電網電壓之間存在相位差，在電感上同時存在有功電流與無功電流，無法實現單位功率因數運行，故通常在單相PWM整流器控制系統中電流環較少采用PI調節器。而當采用電網電壓前饋后，控制量不經過調節器延時，端口電壓與電網電壓幾乎同相位抵消，P調節器則僅需微調電感電壓，從而實現單位功率因數控制，故采用P＋電網電壓前饋控制。

2.1 電感電流內環控制器設計

由圖2所示大信號模型可得到采用P調節器＋電網電壓前饋控制的等效控制結構圖如圖4所示。

圖4 電感電流內環控制結構框圖

圖中，Udc為H橋整流器直流母線電壓；Td為控制系統等效延時；ugrid為電網電壓擾動項。

由圖2交流大信號平均模型可得受控電流對占空比的傳遞函數為：

式中，L為濾波電感。

PWM最大延時為一個開關周期，等效傳遞函數為：

P調節器為：

綜合考慮延時環節后，由圖4可得加入P調節器后開環增益函數為：

當考慮電流內環需要獲得較快的電流跟隨特性時，假設系統延時為半個開關周期，可以按照典型I型系統［5］設定參數：

電網電壓前饋控制只需實時采集電網電壓，并將該值轉換為調制度與電感電流環P調節器疊加即可（主要原因為電流環調節器輸出進行了歸一化處理，其范圍為-1～1），具體在軟件算法上，可將電網電壓采樣值與直流母線電壓相除實現，即：

2.2 直流母線電壓外環PI調節器設計

將電流內環閉環后的傳遞函數作為電壓外環受控對象一部分，可近似等效為一階慣性環節，根據功率平衡得到：

經近似處理后電壓外環等效結構圖如圖5所示。

由于單相電路存在100 Hz功率波動，不可避免地會引起直流母線電壓100 Hz波動，為對該電壓2倍頻成分進行衰減，避免引起并網電流中很大的三次諧波成分，可將電壓采樣信號延時1／4工頻周期，再與延時前的相加，即可濾除100 Hz波動。

為保證對直流母線電壓實現無差控制，電壓環采用PI調節器。可得到電壓環PI調節器參數如下：

電壓外環控制環帶寬設計為電流環的1／10。根據系統的開環傳遞函數可以計算在截止頻率處系統的開環增益為1：

|Gvo（jw）|＝1，即可求得Kpu的值。

按照典型II型系統即可整定積分系數τu的值。

經PI校正后的電壓環增益函數為：

3 功率因數的調節

為實現單相PWM整流器功率因數調節［6］，需要對無功電流進行控制，實現方式如下：

（1）首先通過過零比較電路得到電網相位信息，在單片機或DSP中生成正弦表，電網正向過零時觸發捕獲中斷，將正弦表首地址也拉至與電網相位一致；

（2）功率因數為1時，交流電流相位與電網相位一致，無功電流指令為0；

（3）功率因數不為1時，將正弦表移相90°，再與給定無功指令電流幅值相乘即可得到無功電流；

（4）根據當前有功功率和需要調節的功率因數確定需要給定的無功電流幅值，如下式：

4 仿真及結果分析

為了驗證本系統的控制策略，采用了Matlab／simulink對系統進行仿真［7］。仿真參數：電網頻率50 Hz，直流側電壓Udc＝500 V，交流側電壓Ugrid＝220 V，直流母線電容C＝2 mF，交流側濾波電感L＝2 m H，開關頻率6.4 k Hz。

為了驗證單相PWM整流器的性能指標，分別進行了電流內環仿真和電壓外環仿真。simulink系統仿真如圖6所示。

圖6 simulink系統仿真圖

4.1 電流內環仿真

電流環是雙環控制的核心，也是整個系統設計的關鍵。為充分保證受控電流動態響應速度及在50 Hz處有足夠的低頻增益，同時兼顧對高頻開關紋波的衰減特性，將電流內環帶寬設置為1／6開關頻率，即1 k Hz。在Matlab中利用sisotool工具對P調節器進環增益函數Ti（s）的Bode圖如圖7所示。由圖7可知，在頻率為1 k Hz處，相角裕度為81.1°，即電流內環是穩定的。

圖7 經P調節器校正后電流環開環增益Bode圖

在電流環穩定的情況下，不給無功電流指令時功率因數應為1。在0.3 s處給無功指令電流使功率因數為0.8。如圖8所示，可知在0.3 s之前，電壓電流波形同頻同相，功率因數為1；在0.3 s時給無功電流指令后，電壓電流波形錯位，此時功率因數為0.8。從圖8中可以看出，電流內環控制器使系統交流側電流跟蹤性能好，滿足系統要求。