寬輸入范圍大功率雙管反激輔助電源設計

徐紀太，黃傳東，夏東偉，高 斌

（青島大學自動化工程學院，山東 青島266071）

1 概 述

反激變換器由于其結構簡單、成本低廉等優(yōu)點，廣泛應用于中小功率輔助電源中。但是，反激變換器開關管兩端電壓約為輸入電壓的2倍；并且反激變換器的輸出中有較大的紋波電壓，限制了其在高壓輸入以及大功率場合中的應用。

雙管反激電路開關管電壓應力僅為輸入電壓，變壓器漏感能量回饋到輸入側，無需RCD緩沖電路。這使其可應用于輸入高壓、寬輸入電壓范圍、大功率、對效率性能要求較高的輔助電源中。本文基于雙管反激電路設計的輔助電源技術參數為：

輸入電壓直流100 V～400 V；單路輸出24 V／6 A；輸出電壓精度K≤1%；開關頻率fs=130 k Hz；效率η=90%；具有輸出短路、過壓保護功能。

2 主電路設計

圖1為設計開關電源的主電路拓撲。兩個場效應管S1、S2將直流輸入與高頻變壓器連接起來。S1、S2同時導通、關斷；導通時將能量儲存在磁路中；關斷時，將能量傳送到負載。變壓器漏感能量通過交叉連接的二極管D1、D2反饋回輸入中，并把S1、S2兩端的電壓鉗位到輸入電壓值與二極管導通電壓之和。

圖1 雙管反激輔助電源主電路原理圖

2.1 變壓器設計

在變壓器能量恢復期二極管D1、D2對原邊繞組電壓鉗位，這使得變壓器原邊、副邊繞組漏感對電源性能有較大的影響。儲存在原邊繞組漏感中的能量不能傳送到負載，回饋到輸入電源中，導致無用的能量交換。副邊繞組漏感儲存的能量回饋到輸入電源中的部分會隨著開關頻率的提升而增大。所以，在設計中要使變壓器的漏感最小。在繞制變壓器時，采用分層繞制可以減小漏感，按照原邊、副邊、輔助繞組的順序緊密繞制。

（1）計算原邊繞組峰值電流Ipk

式中，Po為額定輸出功率；Uin（min）為輸入電壓最小值，并記Uin（max）為輸入電壓最大值；Dmax為電源工作最大占空比，這里設占空比D≤0.45。

（2）計算原邊繞組的電感值

（3）選擇磁芯尺寸

磁芯材質采用TDK的PC44的材料，飽和磁感應強度Bs=0.39 T，工作磁感應強度變化值取Bs的60%，ΔB=0.6Bs=2 340（GS）。根據Ipk的值，原邊導線含絕緣的直徑dw選為0.104英寸。則有，

從TDK產品目錄中查找，選取PQ35／35-Z12型式的磁芯，

4.32＞4.05，選擇此型號的磁芯符合要求。

（4）計算氣隙長度

（5）計算原邊、副邊匝數

考慮到原、副邊每匝伏數相同，Np取9，Ns取3。輔助繞組輸出經電阻和穩(wěn)壓二極管為PWM芯片提供18 V工作電壓，其匝數取為2匝。

2.2 開關管、二極管的選取

開關管S1、S2關斷時的電壓為：

式中，Uin為輸入電壓；Ud為二極管D1、D2導通壓降。

輸入電壓最大為400 V，二極管的導通壓降Ud為1.7 V，則S1、S2承受的最大電壓壓力為401.7 V，考慮一定的裕量，取U（BR）DSS為650 V。流過S1、S2的峰值電流為Ipk，按照3～5倍的裕量，則Id要大于等于30 A。為減小開關管的導通損耗，應盡量選取導通電阻小的MOSFET。但是，選取導通電阻小的MOSFET會增加電源成本。綜合考慮性能和成本，選取IPP65R099C6（650 V，38 A，0.099Ω）作為開關管。

二極管D1、D2承受的最大反向壓降以及流過的峰值電流與S1、S2相同。考慮到D1、D2工作于高頻，故需選取反向恢復時間短的超快速整流器，這里選用UF4007二極管。

輸出整流二極管關斷時承受的最大反向電壓為，

整流二極管導通時流過的峰值電流為

考慮一定的裕量，故選取URRM=250 V，IFRM=80 A的肖特基二極管MBRB40250T。

3 控制電路的設計

控制電路原理如圖2所示。控制芯片采用高性能電流型PWM控制芯片UC2844B。其在電流模式下，工作頻率最高可達500 k Hz，并且具有較高的精度。UC2844B具有電流限制保護功能，占空比可調節(jié)范圍為0～50%。當出現過流時，其可以逐周期閉鎖PWM輸出信號。輸出信號采用圖騰柱輸出，具有高驅動能力。UC2844B具有低功耗的優(yōu)點，啟動電流小于0.5 mA，工作電流12 mA左右。

圖2 雙管反激輔助電源控制電路原理圖

采用峰值電流控制模式，可以提高系統的動態(tài)響應及抗干擾能力。這里采用光耦PC817A以及電壓基準HA17431構成的環(huán)路補償。當輸出電壓低于額定輸出電壓時，經過反饋控制PWM的占空比增大，提高輸出電壓。當輸出過載或者短路時，由于系統采用峰值電流控制模式，通過反饋控制可以迅速調節(jié)占空比靠近50%。此過程中變壓器原邊電流峰值隨著占空比的增大而增大。當增大到控制電路設定的過流保護設定值時，控制芯片閉鎖PWM信號。這時，變壓器原邊電流峰值開始減小，當低于控制電路設定的過流保護設定值時，控制芯片輸出PWM信號。以此往復，可以通過打嗝?實現輸出過載、短路保護。

當輸出電壓在正常范圍時，Q2、Q3、Q4均不導通。當輸出電壓過壓時，光耦U3的輸出側三極管導通，將Q3的門極鉗位到0.6 V。此時，Q2、Q3、Q4全部導通，UC2844B的cmp引腳電壓被鉗位到1.4 V左右。此時，UC2844B閉鎖PWM輸出信號，并且Q3、Q4構成自鎖電路，將cmp引腳的電壓一直鉗位到1.4 V左右。所以當無PWM信號，輸出電壓降低時，電源不會再啟動。這避免了反復過壓對電源的損害。

4 樣機測試結果及分析

根據上述參數計算，搭建了一臺雙管反激的實驗樣機。圖3為輸入電壓400 V、輸出滿載時，開關管uds波形。可以看出，由于變壓器良好的設計，變壓器的漏感極小。開關管關斷時，uds在很短的時間內由輸入電壓變?yōu)檩斎腚妷旱囊话肱c副邊的折射電壓之和270 V。圖4為輸入電壓為400 V、輸出滿載時，變壓器原邊電流Ip波形。變壓器原邊電流采樣電阻值為0.15Ω。Ip的尖峰是整流二極管反向恢復過程引起的。圖5是輸入400 V滿載時，副邊整流二極管兩端電壓uD波形。整流二極管持續(xù)承受的最大反向電壓為155 V，由反向恢復過程引起的電壓尖峰為61 V。圖6為將輸出短路時，開關管uds波形。可以看出，控制芯片輸出PWM信號的占空比接近50%。圖7為不同輸入電壓、負載下的效率曲線。輸入電壓不變時，電源的效率隨著負載的加重先升高后減小；負載一定時，電源的效率隨著輸入電壓的增大而減小。

圖3 輸入400 V滿載時u ds波形(100 V/格；5μs/格)

圖5 輸入400 V滿載時u D波形(50 V/格；5μs/格)

圖6 短路保護時u ds波形(50 V/格；5μs/格)

圖7 不同輸入電壓、負載下效率曲線

5 結 論

實驗證明，本設計的雙管反激電源可工作在輸入電壓范圍100～400 V，額定輸出功率150 W的場合，具有輸出短路、過壓保護功能。該電源結構簡單、性能穩(wěn)定、體積小、效率高，已應用于20 k W逆變器中。

［1］楊 劍，曾國強，葛良全，等.基于DPWM的開關電源并聯供電系統［J］.電源技術，2014，38（1）：139-141.

［2］張文合，胡天友，郭建波，等.一種變頻式的寬輸入開關電源設計［J］.電力電子技術，2015，49（1）：74-75.

［3］胡江毅.反激變換器的應用研究［D］.南京：南京航空航天大學，2003.

［4］何文志，丘東元，肖文勛，張 波.高頻大功率開關電源結構的熱設計［J］.電工技術學報，2013，28（2）：185-191.

［5］鄒懷安.寬輸入電壓高頻開關電源的研究與實現［D］.武漢：武漢理工大學，2005.

［6］閆福軍.寬電壓輸入反激式開關電源的研究［D］.成都：電子科技大學，2010.

［7］曹昕鷙，王鹿軍.雙管反激電源的分析與設計［J］.機電工程，2012，29（11）：1337-1339.

［8］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京：電子工業(yè)出版社，2011.