基于LLC諧振變換器的LED燈驅動電源設計

樂麗琴，賀素霞

（黃河科技學院，河南鄭州450063）

0 引 言

近年來高頻化電源技術發展迅速，在中小功率場合和分布式的電源系統里，諧振變換器因為具有較高的工作頻率，能夠實現軟開關技術等優點而受到廣泛青睞。諧振變換器在高壓氣體放電燈驅動器、LED燈驅動電源等領域應用非常廣泛。

按照拓撲結構來分，目前廣泛應用的諧振變換器主要有并聯諧振PRC、串聯諧振SRC、串并聯諧振SFRC以及不對稱半橋諧振變換器AHB等傳統變換器。這些變換器雖可以有效實現開關器件的零電壓開通ZVS和零電流關斷ZCS，但仍存在一些問題，如副邊整流二極管電壓、電流應力較大，電壓增益的非線性變化，變換器工作頻率（fs）只能大于諧振頻率（fr），容易造成輕載工作時頻率太高等。

為解決以上問題，陸續出現了LCC、LLC、LCL-T等多種拓撲結構［1］，其中LLC由于具有：（1）原、副邊器件都可實現零電壓開通和零電流關斷；（2）工作頻率fs可以小于諧振頻率fr；（3）輸入電壓范圍及輸出功率范圍大；（4）電路結構較簡單，效率較高；（5）原、副邊開關器件電壓應力較低；（6）針對負載變化引起頻率變化范圍小等一系列優點，使其具有很高的應用和研究價值。本設計基于LLC變換器制作的LED燈驅動電源輸出功率50 W，輸入電流諧波失真小于10%，功率因數大于95%，效率90%。

1 基于LLC變換器的LED燈驅動電源原理

基于LLC變換器的LED燈驅動電源原理框圖如圖1所示。

圖1 基于LLC變換器的LED燈驅動電源原理框圖

該電源輸入為220 V交流電，經整流電路后，再經由FAN6961為核心組成的有源功率因數校正電路，產生穩定的400 V直流電壓，為LLC諧振變換器提供直流供電。半橋LLC變換器輸出信號經輸出變壓器降壓后，再經整流濾波電路處理后為LED燈供電。方波振蕩器電路主要用于產生兩路相位相反的即相差180°的正交信號以推動半橋變換器，整流濾波電路輸出的直流電經DC-DC變換器后變成15 V的直流電來為方波產生器電路供電。

2 關鍵部分電路設計

2.1 有源功率因數校正電路

為了保證LED驅動電源的輸入交流電路的功率因數大于0.95，輸入電流諧波失真小于10%，將采用有源功率因數校正電路。

采用飛兆公司新型器件FAN6961作為PFC的主控芯片，它能提供一個固定的導通時間來調節DC輸出電壓和功率因數校正，外部開關管最大導通時間可設定，可確保在AC掉電期間也能夠安全工作。創新的多向量誤差放大器是建立在輸出電壓鉗位和快速瞬態響應基礎上的。若輸出反饋環路斷路，內建電路將會使控制器工作停止。該芯片啟動電流低于20μA，工作電流同樣能減少到6 mA；工作電壓可以達到25 V，使應用時具有最佳的適應性。

FAN6961的主要特點為：低輸入電流THD，臨界模式PFC控制器，PWM導通時間固定，逐周期限流，零電流檢測，前沿消隱代替RC濾波，低工作電流典型值為4.5 mA，低啟動電流典型值為10μA，環路開路保護，輸出過電壓鉗位保護，柵極輸出電壓鉗位在16.5 V［2］，可編程最大導通時間（MOT）［2，3］。圖2是基于FAN6961 100W CRM-PFC升壓預變換器電路。

圖2 基于FAN6961 100W LED驅動器PFC部分原理圖

圖2中，L1、L2、L3、L4、CX1、CX2、C1、Y1、Y2是EMI濾波器；BD1為橋式整流電路，用以滿足升壓轉換器要求。

PFC采用FAN6961電壓控制模式，基于U1實現。在啟動應用部分，U1的啟動電壓由電阻R3和R4給電容C2充電來提供。當充電到C2上的電壓達到U1的開啟電壓時，U1啟動工作。此時電路進入開關狀態，因此在T1的次級繞組產生感應電壓，U1的供電電源由此感應電壓經C3、R5、VD1產生VCC電壓來提供。外接MOSFET管V1的柵極驅動電壓由U1的引腳7產生。U1的截止時間是可變的，它決定了T1的退磁時間，而U1的導通時間是恒定在線路電壓周期的一半的。實際上T1真正的退磁點是由U1的引腳5“ZCD”來檢測零電壓的。VS1能夠穩定VCC電壓。PFC輸出的穩定400 V直流電壓由電阻R13、R11分壓，并反饋到U1的引腳1來實現。交越頻率不能小于線路頻率的一半，以此來獲得較高的功率因數，該值由C4來決定。T1采用JP4磁性材料，采用EE22磁芯初級繞組200匝，電感2.0 m H，次級11匝。

利用杭州伏達技術研究所出產的UI2000電子鎮流器綜合測試儀對其輸入特性進行測試，測試結果如圖3所示。

測試結果顯示，功率因數為99%，且電流電壓諧波失真較小。

圖3 LED驅動器輸入特性測試

2.2 方波振蕩器電路

采用SG3525芯片作為方波振蕩器核心器件，產生兩路相位相反即相位差為180°的正交信號，其中的脈寬調制比較器將基準5 V信號與反饋電壓進行比較，以此調整兩路信號的脈寬，保證輸出電壓基本恒定。圖4為方波振蕩器電路。

SG3525內設振蕩電路，產生的開關頻率最高可達200 k Hz［4］，其頻率由電容器CT和電阻RT、R3的參數CT、RT、R3所決定，即

SG3525能夠起到限流作用，從恒流恒壓控制電路反饋回來的信號，經變換后反饋到引腳10，以起到恒壓和恒流控制作用。放大電路和耦合電路提供兩路正交信號，經加速電路后提供驅動電壓給場效應管柵極。其中放大電路采用普通的橋式平衡電路結構形式，產生峰-峰值VP-P為30 V的信號；之后經耦合變壓器再產生兩路峰-峰值VP-P為15 V的正交信號。

圖4 方波振蕩器電路

加速電路由R10、R11和D1、D2構成，其功能為在關斷瞬間使功率管瞬時關斷以減少由開通到關斷的過渡時間，從而減少開關損耗。SG3525及其電路輸出到MOSFET功率場效應管的一路柵極驅動波形如圖5所示，可以看出占空比40%，此值比較合適。

圖5 場效應管功率開關一路柵極驅動波形圖

2.3 諧振部分和次級整流電路

圖6為諧振變換器和次級整流電路。

圖6 半橋LLC串聯諧振變換器電路

在方波信號激勵下，功率開關管Q1和Q2將產生方波功率信號；諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm共同組成變換器諧振電路部分；次級整流電路主要由帶中心抽頭的變壓器、二級管D1、D2以及輸出電容Co組成。

2.3.1 諧振變換器主要技術指標

本諧振變換器的各項指標如下：輸入電壓Uin：400 V，由APFC電路提供；輸出電壓：48 V（直流）；輸出功率Po：50 W；諧振頻率fr：40 k Hz；基本電路原理如圖6所示。

2.3.2 諧振變換器參數計算

（1）部分參數的選擇

d流二極管壓降［5］。負載電阻為諧振變換器的交流輸入阻抗有

LLC變換器Q值為

取Qmax=0.562。

（2）諧振元件參數計算

Cr采用CBB／600 V的薄膜電容器。

取勵磁電感Lm=4Lr=4×1 340（μH）=5360（μH）。

（3）諧振電感的設計

流過諧振電感的峰值電流為

流過諧振電感的有效值為

勵磁電流的峰值為

諧振電感的功率容量有

由于流過Lr的電流為正弦波，則按照

查表選擇EI19鐵氧體磁芯，磁芯的基本有效參數為Le=3.96 cm和Ae=0.23 cm2，用φ=0.11 mm漆包線5股并繞，給定氣隙Lg=0.025 mm，再由公式

（4）變壓器的計算

設次級為全波整流，效率η=0.92，且流過變壓器的為方波，則由式

查表選擇EI40 Mn-Zn鐵氧體磁芯，該磁芯的基本參數為Ap=2.3（cm4），Ae=1.43（cm2），Le=7.75 cm，Ue=1 800。采用EI40磁芯材料，采用直徑φ=0.22 mm 5股漆包線，初級繞組76匝，次級繞組19匝。

3 實驗結果分析

圖7是根據上述參數制作的一臺用于LED燈驅動電源的LLC變換器的實驗波形。

圖7是開關管Q1（Q2）上的電壓波形及驅動電壓波形，可以看出，開關管實現了零壓開通（ZVS）。

圖7 LLC變換器實測波形

4 結束語

本文利用有源功率因數校正技術和基于LLC的諧振變換技術試制出了50W LED燈驅動電源，其主要技術指標功率因數大于95%，電流諧波失真小于10%，效率達到90%，基本達到預期設計要求。

［1］董 艷，王英強，戴慶元.LLC半橋諧振電路設計方法和優化方案［J］.電源技術應用，2011，13（4）：36-42.

［2］楊 恒.LED照明驅動器設計步驟詳解［M］.北京：中國電力出版社，2009.

［3］張冠群，李 琦.一種高效大功率LED驅動器的設計［J］.桂林電子科技大學學報，2013，32（1）：14-18.

［4］李姿景.新能源照明技術［M］.北京：北京大學出版社，2013.

［5］徐根達，趙合昌.一種高效大功率LED驅動電源設計［J］.電源技術，2011，35（7）：811-813.