數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)的邊帶抑制分析

張建峰，徐曉瑤，沈銳龍，王　進(jìn)

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第36研究所，嘉興 314033)

數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)的邊帶抑制分析

張建峰，徐曉瑤，沈銳龍，王進(jìn)

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第36研究所，嘉興 314033)

摘要：介紹了數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)的基本原理，推導(dǎo)出該發(fā)射機(jī)在實(shí)際情況中會(huì)出現(xiàn)下邊帶信號(hào)和本振信號(hào)泄露，給出了2種校正方案來(lái)抑制邊帶信號(hào)，并分析了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。實(shí)際測(cè)試驗(yàn)證了方案的可行性。

關(guān)鍵詞：發(fā)射機(jī)；邊帶信號(hào)；校正

0引言

在軟件無(wú)線電中，發(fā)射機(jī)是重要的組成部分之一。傳統(tǒng)的發(fā)射機(jī)是將基帶已調(diào)I/Q數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)二次模擬上變頻發(fā)射鏈路后搬移到射頻；而數(shù)字中頻技術(shù)的不同之處在于將I/Q數(shù)字基帶信號(hào)在現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)中經(jīng)過(guò)數(shù)字上變頻后直接搬移到中頻，再經(jīng)過(guò)濾波器濾波和本振信號(hào)進(jìn)行模擬正交調(diào)制，該方法減少了模擬器件數(shù)量，從而降低了溫度漂移等不利影響，使得系統(tǒng)的可靠性得到增強(qiáng)，框圖如圖1所示。

圖1　數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)框圖

該方案能將信號(hào)帶寬擴(kuò)大1倍，提高了頻譜利用率和鏡像抑制。在理想情況下，數(shù)據(jù)經(jīng)FPGA處理到數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的I/Q 2路是完全正交的，如果同時(shí)傳輸通道上沒(méi)有相位差和增益差，則射頻輸出是1個(gè)單邊帶信號(hào)[1]。

1非理想情況下的射頻輸出

該方案對(duì)DAC的信號(hào)以及本振信號(hào)的正交性要求非常高，如果其中一方有一些大的相位以及幅度不平衡和直流分量偏移，會(huì)使射頻輸出信號(hào)產(chǎn)生大的邊帶信號(hào)和本振泄露信號(hào)，這些信號(hào)在通信系統(tǒng)中不僅是干擾信號(hào)，而且還會(huì)降低功放利用率，所以必須想辦法抑制它們。在實(shí)際應(yīng)用中，由于DAC輸出的I/Q信號(hào)到達(dá)模擬調(diào)制器前經(jīng)過(guò)了很長(zhǎng)的印制電路板(PCB)走線、射頻電纜以及低通濾波器，因而到達(dá)正交器前早已不是完全正交的2路信號(hào)，而且還會(huì)產(chǎn)生直流分量偏移，同時(shí)由于模擬正交調(diào)制器內(nèi)部的硬件元器件特性也很難產(chǎn)生非常理想的2路正交信號(hào)，這些情況的存在都會(huì)對(duì)射頻輸出有影響。下面從理論上推導(dǎo)邊帶信號(hào)和本振泄露信號(hào)的存在，假設(shè)模擬正交器的信號(hào)是完全正交的，則2路信號(hào)表示如下：

(1)

(2)

再將基帶信號(hào)的I/Q 2路輸出信號(hào)表示為A1cos(ω1t+φ1)和A1sin(ω1t+φ1)，將FPGA中直接數(shù)字合成(DDS)信號(hào)表示為A2cos(ω2t+φ2) 和A2sin(ω2t+φ2)，則DAC 2路輸出信號(hào)可表示為：

fIDAC=A1cos(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)-

A1sin(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(3)

fQDAC=A1sin(ω1t+φ1)·A2cos(ω2t+φ2)+

A1cos(ω1t+φ1)·A2sin(ω2t+φ2)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)

(4)

為了更好地描述信號(hào)以及簡(jiǎn)化系統(tǒng)，假設(shè)模擬正交前的I路信號(hào)保持不變，Q路信號(hào)相對(duì)于I路信號(hào)為AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)+C，其中A表示Q路信號(hào)與I路信號(hào)幅度之比，φ表示Q路信號(hào)與I路信號(hào)相位差，C表示Q路信號(hào)與I路信號(hào)直流偏移差，則最終射頻信號(hào)表示如下：

fQRFout=Iout·[AA1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+

φ)+C]

(5)

fIRFout=fQout·fIDAC

(6)

則:

fRF=fQRFout+fIRFout=A1A2sin[(ω2+ω1+

ωc)t+φ2+φ1]+(AA1A2cosφ-A1A2)·

cosωctsin[(ω1+ω2)t+φ1+φ2]+

AA1A2sinφcosωctcos[(ω1+ω2)t+φ1+

φ2]+Ccos(ωct)

(7)

令：

(8)

(9)

(10)

ω=ω2+ω1+ωc

(11)

ωd=ωc-ω2-ω1

(12)

θ=φ2+φ1

(13)

則:

fRF=A1A2sin(ωt+θ)+Aacosωctsin[(ω1+ω2)t+

θ+α]+ Ccos(ωct)=

(14)

2AD9739的主要特點(diǎn)和功能分析

由于本振信號(hào)泄露只需在DAC的Q路輸出前減去直流偏移量C就可以得到抑制，本文就不對(duì)該信號(hào)進(jìn)行討論(以后分析就認(rèn)為偏移量不存在)，而想要抑制下邊帶信號(hào)，顯然在后級(jí)模擬域很難消除，只能在數(shù)字域想辦法。

先考慮幅度變化的抑制方法,假設(shè)C=0,φ=0，則模擬正交前的Q路信號(hào)相對(duì)于I路信號(hào)而言相位一致，幅度之比為A，只需在FPGA中的Q路后級(jí)補(bǔ)償一個(gè)幅度變化的倒數(shù)就可以消除幅度引起的邊帶信號(hào)。

再考慮相位變化的抑制方法,假設(shè)C=0,A=1，則射頻前端的射頻輸出信號(hào)表示為:

fQRFout=A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1+φ)·cos(ωct)=

A1A2sin(ω2t+φ2+ω1t+φ1)cos(ωct)·cosφ+A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·sin(ωct)sinφ

(15)

由公式(6)可以看出，相位畸變不僅會(huì)產(chǎn)生下邊帶分量，而且還會(huì)影響上邊帶幅度，又注意到產(chǎn)生下邊帶的那一項(xiàng)與模擬正交器Q路有關(guān)，所以只需在FPGAI路輸出中減去就可以消除相位的影響，方案如圖2所示。

圖2　校正方案圖

令P=sinφ，IAM=1，QAM=1，則:

fIRFout=fQout·fIDAC=A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)·

(1-sinφ)·sin(ωct)=

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct) -

A1A2cos(ω2t+φ2+ω1t+φ1)sin(ωct)sinφ

(16)

從理論上看，上述校正方案可以抑制邊帶信號(hào)，可是該方案有以下2個(gè)缺點(diǎn)：

一是FPGA內(nèi)部I路調(diào)整時(shí)需進(jìn)行1次乘法和1次減法運(yùn)算，當(dāng)P發(fā)生改變時(shí)，會(huì)影響到幅度信息和直流分量偏移信息的確定，而P是隨著直接數(shù)字合成器(DDS)的頻率而變化的，每次P變化時(shí)，幅度和直流分量也要隨著改變，三者獨(dú)立性不強(qiáng)；

二是該方案還沒(méi)考慮模擬正交器的幅度和相位不平衡，如果再考慮進(jìn)來(lái)，該方案就不能抑制由模擬正交器產(chǎn)生的下邊帶信號(hào)，還需在Q路中加入P項(xiàng)，不光實(shí)現(xiàn)起來(lái)復(fù)雜，而且參數(shù)確定也很復(fù)雜[3]。

由以上分析可知，上述校正方案在實(shí)際應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)起來(lái)非常復(fù)雜，下面在此基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，給出一種新的校正方案，該方案是將FPGA中I路和Q路都采用獨(dú)立的DDS調(diào)制，這2個(gè)DDS頻率相同，幅度和初相不同，框圖如圖3所示。

圖3　新校正方案圖

新校正方案采用I/Q 2路獨(dú)立調(diào)制，這樣每路不僅可以補(bǔ)償由本路引起的信號(hào)變化，還可以補(bǔ)償本振信號(hào)造成的信號(hào)畸變。該方法與原方法相比不需要多加乘法器和加法器，易于用FPGA來(lái)實(shí)現(xiàn)；同時(shí)可以校正本身信號(hào)和本振信號(hào)引起的畸變，具有適應(yīng)性和通用性。

3實(shí)際測(cè)試結(jié)果

測(cè)試時(shí)DAC輸出頻率為20 MHz，本振頻率為300 MHz。不加校正時(shí)，測(cè)試結(jié)果如圖4所示，本振泄露38 dB，邊帶抑制29 dB。

圖4　不加校正頻譜圖

采用新的校正方案后，測(cè)試結(jié)果如圖5所示，本振泄露62 dB，邊帶抑制60 dB。

圖5　加校正頻譜圖

從測(cè)試結(jié)果得出，采用校正方案后，本振泄露優(yōu)化了24 dB，邊帶抑制優(yōu)化了31 dB，技術(shù)指標(biāo)得到了很大改善，滿足了設(shè)計(jì)要求。

4結(jié)束語(yǔ)

本文從理論上推導(dǎo)了數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)下邊帶信號(hào)和本振泄露信號(hào)的存在，并提出了2種校正方案來(lái)消除邊帶信號(hào)。分析得知后一種校正方案在實(shí)際應(yīng)用中不僅編程簡(jiǎn)單，還更具適應(yīng)性、通用性和可行性,使得數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)的各個(gè)指標(biāo)得以滿足。

參考文獻(xiàn)

[1]楊淑莉．用I/Q調(diào)制器產(chǎn)生常用模擬通信信號(hào)[J]．科技信息，2010(17):60-61.

[2]張沫陽(yáng)，盧繼華.射頻帶通采樣技術(shù)在軟件無(wú)線電電臺(tái)中的應(yīng)用[D].北京：北京理工大學(xué)，2006.

[3]魏鋒．?dāng)?shù)字上變頻技術(shù)[J].長(zhǎng)春理工大學(xué)學(xué)報(bào)，2006,29(1)：320-327.

Analysis of Sideband Suppression of Digital Intermediate

Frequency Transmitter

ZHANG Jian-feng，XU Xiao-yao，SHEN Rui-long，WANG Jin

(No.36 Research Institute of CETC，Jiaxing 314033，China)

Abstract:This paper introduces the basic principle of digital intermediate frequency transmitter,educes that the down sideband signal and local oscillation signal leakage may appear in this transmitter in actual instance,gives two correction projects to suppress the sideband signals，and analyzes their advantages and disadvantages.Actual test results validate the feasibility of the method.

Key words:transmitter;sideband signal;correction

收稿日期:2014-12-05

DOI:10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.03.028

中圖分類號(hào)：TN838

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào)：CN32-1413(2015)03-0103-03