多模式GNSS接收機的數字AGC電路設計

胡偉迪 ，何文濤 ，李曉江

（1.中國科學院 工程管理與信息技術學院，北京 100049；2.中國科學院微電子研究所，北京 100029）

0 引言

低功耗、小體積便攜導航設備是當今導航接收機發展的主流趨勢。在導航GNSS(Global Navigation Satellite System)接收機中，衛星信號經大氣環境的衰減，實際經天線接收到的信號功率遠小于系統噪聲功率，而且由于環境變化和干擾的影響，接收到的信號會在很大的動態范圍內變化，對精度和幅度范圍均有限的模數轉換器ADC(Analog-Digital Converter)來說，直接對接收信號進行模數轉換會造成很大的信號損失。普遍做法是增加一個自動增益控制電路AGC(Automatic Gain Control)，自適應調節信號功率，使ADC輸入的信號處于ADC的動態范圍內同時盡量減小信號損失。AGC的性能很大程度上影響著模數轉換后的信號的穩定性和抗干擾能力以及衛星信號的定位跟蹤。

圖1 多模式GNSS接收機結構框圖

圖1為本文采用的多模式GNSS接收機結構。天線接收的信號經聲表面濾波器保留有用衛星信號頻帶，經低噪放大器放大、正交下變頻和低通濾波產生I/Q兩路中頻信號，模數轉換后送入數字基帶。ADC環路由可變增益放大器 PGA(Programmable Gain Amplifier)、ADC、AGC 和直流偏移校正電路DCOC(Direct-Current Offset Calibration)組成。PGA有兩個控制電路：DCOC和AGC。DCOC控制PGA的直流偏置點，以消除信號中的直流成分；AGC控制信號的增益，以滿足ADC的動態范圍和信噪比需求。

[1]提出的I/Q兩路獨立進行增益調節的控制方式實現增益步階誤差小于0.06 dB，但由于其采用固定的更新周期和增益步長，信號的動態范圍較大時不能實現快速調節。參考文獻[2]提出的自動增益控制算法利用2 bit ADC的幅度位進行功率統計，增益控制由加/減計數器完成，從其算法也易看出，其增益調節的速度較差，建立時間相對較長，不能滿足增益快速收斂的需求。

本文提出一種三級自動增益控制方法及電路實現。I/Q兩路共享一個AGC電路，增益控制過程僅用到I/Q路ADC輸出數字信號的1 bit數據，采用三級增益步階算法自適應地調整增益步階，達到快速且穩定的增益收斂。仿真表明，此AGC電路具有很好的穩定性能和抗帶內連續波干擾性能。

1 結構描述

本文提出自動增益控制方案如圖2所示。數字AGC環路由PGA、ADC和AGC三部分組成。I/Q兩路的PGA共享同一增益控制信號，可由AGC產生，也可由軟件通過SPI接口配置；ADC采用 Flash結構，滿足高速轉換需求。AGC電路對ADC輸出信號進行實時監測統計，得到PGA的控制信號對輸入I/Q路信號進行增益控制，輸出經放大后的模擬信號，模數轉換后得到數字輸出。

圖2 數字AGC環路結構圖

2 PGA電路結構

PGA的功能是對輸入信號的功率進行調節，主要性能指標有增益范圍、頻率響應等。圖3為本文的PGA結構。PGA本質上是一個無限多路反饋濾波器，其傳輸函數為：

圖3 PGA結構原理圖

中頻響應函數為：

圖 3中，R4為固定電阻。由中頻響應可知，R1決定增益范圍，減小R1將增大增益，反之減小增益。RD的作用是穩定頻率參數，由PGA的傳輸函數容易得出其極點分布。分析其極點分布易知，若不存在RD，則R1變小使得增益變大的同時也會減小頻率帶寬，使頻率性能變差，增加RD作為頻率補償電阻與R1聯動調節，使得R1變化時穩定頻率帶寬。PGA增益調節的范圍和精度主要由R1和RD的取值決定，因此需要仔細設計R1和RD的取值范圍和離散區間以滿足設計需求。

3 AGC原理與實現

AGC的主要原理是通過實時監測信號功率來控制輸入信號幅度以滿足ADC的量化要求和性能需求[3]。由于接收到的GNSS信號功率遠小于系統噪聲功率，而環境中的人為干擾或其他頻段信號(如WCDMA、GSM等寬帶信號)的功率通常遠大于GNSS信號功率，實際上檢測到的是系統噪聲或干擾和信號的總功率。理論表明[4]，在僅有白噪聲的情況下，最優的ADC最大閾值L與白噪聲標準差的關系為≈1，而有帶內連續波干擾存在時，最優值為1.1～1.4。參考此理論指標，本文提出一種快速穩定收斂的三級自動增益控制算法與實現。

圖2中給出了為本文提出的數字AGC電路的結構圖。本設計電路由多路選擇器MUX、門限檢測器、門限比較器、增益步階更新電路、增益累加器、控制字編碼器等部分組成。MUX用以選擇I/Q路任一路ADC輸出采樣數據的最高幅度位作為輸入；門限檢測器在時間窗口內檢測信號的門限值；檢測值與參考門限比較得到差值；差值送入增益步階更新電路與三級比較閾值THRE1～3比較以更新增益步階；增益累加器對增益步階累加更新當前增益控制字；控制字編碼器對增益控制字編碼以適應PGA的控制字格式。時間窗口、參考門限和三級比較閾值均可由軟件配置。

3.1 門限檢測電路

圖4 數字AGC電路結構圖

圖4為具體的電路結構。其中門限檢測電路由計數器和定時器兩個電路組成。定時器根據時間窗口值CYC產生更新信號LOAD和計數器控制信號CLE。計數器在CYC內檢測信號的實際門限值，即數據為“1”的個數比率。CLE有效時，計數器輸出當前檢測值并置0重新開始計數。LOAD控制定時器的重載并作為增益累加器的使能信號。LOAD有效時，增益累加器對輸入數值進行一次累加并鎖存到寄存器中。各參數的配置值也是在LOAD有效時或初始化時被相關電路鎖存。

上述門限檢測電路輸出檢測值的數學表達式為：

其中 N 為時間窗口，i(n)∈[0，1]。

3.2 增益步階更新電路

增益步階更新電路產生增益步階，實現三級可變增益步階算法，算法主要思想是通過比較門限檢測電路得到的檢測值與參考門限的相對大小而設置不同的增益步階，檢測值與參考門限相差越大，增益步階絕對值越大，以達到增益的快速穩定收斂。增益步階的數學表示為：

其中Pref為最優參考門限，Pcal即為檢測得到的門限值，Coef x為第 x級（x=1，2，3）增益步階系數。具體算法流程如圖5所示。

圖5 三級增益控制算法流程圖

首先，在AGC電路開始工作之前配置時間窗口、參考門限、第1～3閾值5個參數，也可以在工作中改變配置，但新的配置值要等當前更新周期完成之后才被鎖存。時間窗口為每個更新周期的采樣點數；參考門限為理想情況下的信號最優高電平比率；第1～3閾值取值依次從大到小，分別對應于檢測值距離參考門限的相對大小。增益系數選擇流程可分為以下4步：

(1)對統計結果與參考閾值的差值取絕對值。

(2)將此絕對值與第一閾值比較，若大于第一閾值，則增益步階系數選擇最大步階系數1輸出，流程結束；否則轉入步驟(3)。

(3)若絕對值在第一閾值與第二閾值之間，則增益步階系數選擇較大步階系數2輸出，流程結束；否則轉入步驟(4)。

(4)若絕對值在第二閾值與第三閾值之間，則增益步階系數選擇最小步階系數3輸出，流程結束；否則增益調節達到穩定，增益步階為0，流程結束。

4 仿真結果與分析

AGC的性能極大程度影響著量化后的信號性能，本文中給出輸入信號功率變化時AGC的調節靈敏度和穩定度以及存在帶內連續波干擾時的性能。表1為仿真參數。

表1 仿真參數

圖6為信號功率變化時的增益調節過程。最上面的波形為源信號，中間的波形為經PGA后的輸出信號，最下面的波形為增益的變化過程。仿真可以看出，當信號很小或很大時在增益調整的初期可以達到5 dB的增益步階，信號功率越接近理想功率，增益步階越小，直至穩定，增益收斂快速，在給定仿真參數下信號可以在70 ns內達到14 dB范圍的變化。圖中也可以看出，穩定時增益可以在很長時間內保持不變，穩態性能很好。

圖6 MATLAB仿真結果

圖7為不同量化精度下信號的信噪比損失[5]隨帶內連續波干擾的功率變化的仿真結果。圖中標出了輸出信噪比的1 dB和3 dB損失點。容易看出，其抗干擾的能力隨著量化比特數增加而增強。干擾信號增加到一定程度時信噪比損失劇烈增加，其主要原因是由于有限的量化位寬引入雜散頻率，仿真所得的電路抗干性能與理想性能[6]吻合，且量化精度越高，性能越接近理想性能。

圖7 不同量化精度時輸出信噪比隨著干擾噪聲比的變化

本文基于SMIC的55 nm SS工藝庫，用Synopsys的Design Compiler工具對AGC電路進行綜合，AGC工作時鐘設為100 MHz，綜合后電路總面積為 1 379.3μm2，約合985個邏輯門，時序余量為2.54 ns。

5 結束語

本文設計了一款應用于多模式GNSS接收機的數字自動增益控制電路AGC。AGC的三級自動增益控制算法提高了增益調節的靈敏度和穩定度。仿真表明，在接收到的信號功率發生變化時，增益能夠快速收斂達到穩定。同時通過仿真得到對不同干擾強度情況下ADC的輸出信噪比損失，ADC的量化精度越高，仿真性能越接近理想性能。本設計電路結構簡單，可移植性強，適用于2 bit及以上的ADC的增益控制。

參考文獻

[1]Xie Jun，Chi Baoyong，Xu Yang，et al.A low power 45 dB DR all-digital assisted AGC loop for a GNSS receiver in 0.18 um CMOS[C].IEEE International Conference on ICSICT，2012：1-3.

[2]Zhou Mingxing，Fan Chaojie，Chen Dongpo，et al.A compact automatic gain control loop for GNSS RF receiver[C].IEEE International Conference on ICSICT，2010：284-286.

[3]謝剛.GPS原理與接收機設計[M].北京：電子工業出版社，2009.

[4]BALAEI A T，DEMPSTER A G，AKOS D.Quantization degradation of GNSS signal quality in the presence of CW RFI[C].IEEE International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications，2008：42-47.

[5]何文濤，徐建華，葉甜春.GPS弱信號的自適應載噪比估計算法[J].電子技術應用，2010，36(6)：111-114.

[6]SCHULTZ C，HAMMES M，KREIENKAMP R，et al.Interferer performance dependency on analog-digital-conversion of GNSS-class signals in GPS receivers[C].IEEE International Conference on ICECS，2010：675-678.