一種新型非調節隔離DC-DC變換器

陳章勇 許建平 王金平 張 斐

（西南交通大學電氣工程學院 成都 610031）

1 引言

近年來，高功率密度、高效率已成為開關變換器追求的目標。隨著開關頻率的提高，傳統硬開關PWM 變換器的開關損耗急劇增大，導致開關變換器效率的降低，限制了開關變換器開關頻率和功率密度的進一步提高。軟開關技術可以實現開關管的零電壓開通或零電流關斷，減小了開關損耗，提高了變換器的效率和功率密度。因此，軟開關變換器越來越受到人們的重視。

開關變換器可分為可控變換器和不可控變換器，可控變換器一般通過脈沖寬度調制或脈沖頻率調制實現輸出電壓的控制；不可控變換器，又稱為DC-DC變壓器（DCX），表現為直-直變壓器的特性，輸入輸出電壓傳輸比與負載、開關頻率和占空比無關，可將變換器設計在最佳工作點，獲得較高的效率[1-6]。

在分布式電源架構中，通常采用 DCX變換器作為中間母線變換器[7]。文獻[7]研究了利用變壓器二次漏感與輸出電容進行諧振，獲得同步開關管的ZCS，消除同步開關管的體二極管的導通損耗；同時，采用自驅動方案，減小了同步開關管的驅動損耗，提高了變換器的效率。為了進一步提高變換器的效率，文獻[8-11]研究的并聯功率處理方案均采用了DCX變換器，以獲得高效率DC-DC變換器。

本文提出了一種新型隔離 DCX變換器，該變換器的隔離變壓器一次側為帶隔直電容的不對稱半橋（Asymmetric Half-Bridge, AHB），變壓器二次側為串聯雙諧振電路。該變換器利用勵磁電感電流獲得一次開關的零電壓開通，同時，由變壓器二次漏感和諧振電容組成的回路[12,13]實現了二極管的零電流關斷，消除了二極管的反向恢復損耗，同時減小了二極管的電壓應力。變壓器一次側采用半橋結構，開關管的電壓鉗位在輸入電壓，減小了開關管的電壓應力，可通過選擇較低導通電阻的MOSFET，以減小導通損耗。二次側二極管的電壓鉗位在輸出電壓，不受占空比的影響。本文詳細分析了該變換器的工作模式，進行了穩態分析，并給出了變換器的軟開關實現條件。最后，通過一個72W輸出功率，48V輸入、12V輸出的DC-DC變換器實驗電路驗證了理論分析的正確性。

2 二次側諧振AHB變換器拓撲的提出

如圖1a所示AHB-Forward變換器的二次側為Forward結構[14]，AHB-Forward變換器的輸出端存在電感，二極管橋臂為電感提供續流回路。當二極管橋臂換流時，橋臂二極管均導通，換流期間存在較大的損耗。此外，二極管的寄生電容與變壓器二次漏感諧振，造成較嚴重的振蕩現象[7]，需要采用吸收電路來解決這一問題；同時，半橋變換器工作于不對稱脈沖調制（Asymmetric Pulse Width Modulation, APWM）模式時，二次側二極管的電壓應力與占空比有關，造成輸出端二極管的電壓應力不平衡，在實際應用時限制了其應用。

基于二次側諧振的思想，本文提出了如圖 1b所示的二次側諧振 AHB變換器，在一定條件下不僅實現了二極管的零電流關斷，而且二次側不需要濾波電感，減小了變換器的成本及體積，有利于變換器小型化和輕量化。同時，二極管的電壓應力均鉗位在輸出電壓，其電壓應力與占空比無關，不會造成二極管電壓應力的不平衡。

圖1 不對稱半橋變換器拓撲電路Fig.1 Topology of asymmetric half-bridge converter

3 二次側諧振AHB變換器分析

為了簡化該二次側諧振 AHB變換器的分析，做如下假設：

（1）開關管S1和S2工作于APWM模式，且存在一定的死區時間，開關管S1的占空比為D。除反并聯二極管與輸出電容外，開關管 S1和 S2是理想的。

（2）變壓器模型由n：1的理想變壓器、勵磁電感Lm和一次、二次漏感Lr1、Lr2組成；勵磁電感Lm遠遠大于漏感Lr1。

（3）輸出電容 Co足夠大，認為輸出電壓 Vo恒定不變；隔直電容Cb上的電壓恒定。

（4）諧振電容 Cr1和 Cr2具有相同的電容值（Cr1=Cr2=Cr）。

（5）變換器工作于穩態。

由于輸出電容足夠大，可以忽略輸出電壓紋波，則流過輸出端諧振電容的電流為

此外，輸出電流等于二次側諧振電流的一半，即

在分析變換器的工作模式之前，需要首先討論二次側諧振頻率（由二次側漏感與諧振電容構成的諧振回路）對變換器工作模式的影響，這也是實現二極管VD1、VD2零電流關斷的關鍵因素。

3.1 二次側諧振頻率設計

圖2所示為二次側諧振頻率對變壓器二次電流工作模式的影響。采用APWM調制，開關管S1的導通時間為DTs，開關管S2的導通時間為(1-D)Ts，Ts為開關周期。諧振周期為Tr=，諧振頻率 fr=1/Tr。二次側諧振頻率與開關頻率之間，存在三種情況：①Tr/2＜DTs，在這種情況下，變壓器二次電流為兩個正弦半波，且存在電流為零的自由工作模態；②DTs＜Tr/2＜Ts–DTs，在開關管 S2導通期間存在正弦半波，而開關管S1導通期間，電流為正弦狀，造成了占空比的丟失；③Tr/2＞Ts–DTs，兩個半波均為正弦波的一部分。為了實現二極管的軟開關，消除二極管的反向恢復損耗，本文研究第一種情況，即

式中，fs為開關頻率，fs=1/Ts；Deff為有效占空比。

圖2 二次側諧振頻率對變壓器二次電流工作模式的影響Fig.2 Influence of resonant frequency of transformer secondary side on the operation of the converter

3.2 工作模式分析

在一個開關周期內，變換器存在如圖3所示的8種工作模態，如圖4a和圖4b所示分別為變壓器一次側主要波形和二次側主要波形。在開關周期開始時刻，二次電流is為零，變壓器一次電流ip為負。

圖3 變換器工作模態及等效電路Fig.3 Operation modes and equivalent circuits of the proposed converter

圖4 變換器關鍵波形Fig.4 The key waveforms of converter primary side（a）and secondary side（b）

模態1[t0～t1]：t0時刻，變壓器二次電流is為零，變壓器一次電流ip等于勵磁電感電流im，且為負值，開關管S1的反并聯二極管導通，為勵磁電感電流提供流通路徑。變壓器二次側二極管VD1導通，形成諧振回路。勵磁電感電壓等于Vdc–VCb，勵磁電感電流im線性上升。

模態 2[t1～t2]：t1時刻，開關管 S1導通，勵磁電感Lm兩端電壓等于Vdc–VCb，勵磁電感電流im線性上升；變壓器二次側二極管VD1導通，VD1為二次漏感 Lr2和諧振電容 Cr1提供回路，二極管 VD2電壓鉗位在輸出電壓。諧振電容電壓vCr1上升，vCr2下降。由于漏感 Lr1遠小于勵磁電感 Lm，漏感 Lr2上的電壓忽略不計。在此期間，勵磁電感電流為

變壓器二次側Lr2和Cr1諧振，由圖3中工作模態1和工作模態2的等效電路，可以得到

器二次電流is的峰值電流。

一次電流ip為勵磁電感電流與二次側折算到一次電流之和，可表示為

模態3[t2～t3]：t2時刻，流過二極管的電流iVD1變化到零，二極管VD1實現零電流關斷。諧振電容Cr1、Cr2上的電壓保持不變，并與輸出電容Co并聯為負載提供能量。此時，開關管S1繼續導通，一次電流ip等于勵磁電感電流im，線性上升。此階段時間 t2–t0=Tr/2。

模態 4[t3～t4]：t3時刻，開關管 S1關斷，由于勵磁電感較大，勵磁電感電流可認為保持不變，開關管的輸出電容Cs1和Cs2分別充電和放電。由于電容Cs1和Cs2較小，勵磁電感電流較大，此階段工作時間極短。

模態 5[t4～t5]：t4時刻，開關管 S1的輸出電容電壓充電到 Vdc，開關管 S2的反并聯二極管導通，為勵磁電感電流im提供通路，為開關管S2的零電壓開通創造了條件。在此階段，隔直電容Cb上的電壓加到勵磁電感Lm上，變壓器一次電壓vp等于–VCb，im線性減小。一次電壓折算到二次側時，迫使二極管VD2導通，二次側形成諧振回路。此時，一次電流流過開關管S2的反并聯二極管。

模態 6[t5～t6]：只要開關管 S2在 t5時刻之前開通，均可以實現開關管S2的ZVS開通。t5時刻，一次電流ip過零變負，一次電流流過開關管S2，勵磁電感電流 im線性下降。變壓器二次側二極管 VD2繼續導通，形成諧振回路。諧振電容電壓vCr1下降，vCr2上升。由圖3中工作模態5、6的等效電路，可以得到

模態7[t6～t7]：t6時刻，流過二極管的電流iVD2變為零，二極管 VD2實現零電流關斷。諧振電容Cr1、Cr2上的電壓保持不變，并與輸出電容Co并聯為負載提供能量。此時，開關管S2繼續導通，一次電流ip等于勵磁電感電流im，線性下降。

模態 8[t7～t8]：t7時刻，開關管 S2關斷，由于勵磁電感較大，勵磁電感電流可認為保持不變，開關管的輸出電容Cs1和Cs2分別放電和充電。由于電容Cs1和Cs2較小，勵磁電感電流較大，此階段工作時間也極短。當開關管 S2的輸出電容電壓充電到Vdc時，開關管 S1的反并聯二極管導通，為開關管S1的零電壓導通創造了條件，進入下一個開關周期。

4 穩態特性分析

由工作模式分析可知，工作模態4和模態8的工作時間極短，在進行穩態特性分析時，忽略死區時間和占空比丟失對變換器工作特性的影響。根據勵磁電感Lm的伏秒平衡，可得

在分析變換器的輸入輸出電壓增益比之前，首先分析諧振電容電壓最小值和最大值之間的關系。由圖 4b中變壓器二次側主要波形可知，就諧振電容電壓vCr1、vCr2而言，穩態工作時，開關周期結束時刻的電壓等于開關周期開始時刻的電壓，且諧振電容電壓滿足vCr1(t)+ vCr2(t)=Vo。

工作模態1～2和工作模態5～6的工作時間等于半個諧振周期（Tr/2），由式（14）可得

聯立式（18）～式（20），解得

對于工作模態1～2，由式（8）和圖4b的主要

工作波形可得

由式（27）可得，二次側峰值電流為

代入峰值電流Is,peak的表達式，可得

由式（29）、式（30）和圖4b中諧振電容電壓波形可知，在一個開關周期內，諧振電容兩端的平均電壓為

由式（17）、式（21）、式（24）和式（25）聯立解得變換器輸入輸出電壓增益比

且由式（3）可得勵磁電感電流峰值Im為

由式（26）可知，此變換器表現出 DCX的增益特性，輸入、輸出電壓傳輸比與開關頻率、占空比和負載無關。

在電壓增益表達式的基礎上，進一步分析諧振電感峰值電流Is,peak1與Is,peak2之間的關系。由式（7）和式（13）中Is,peak1、Is,peak2的表達式可知，并將式（21）、式（26）代入其表達式得

5 DCX的實現條件及軟開關條件

5.1 DCX二次側諧振實現條件

由前面的工作模式分析可知，要實現 DCX變換器的特性，需滿足以下條件：

（1）在一個開關周期內，二次側諧振電流存在兩個完整的正弦半波，可實現二極管的零電流關斷，即需要滿足式（2），如圖2所示。為了簡化計算，認為有效占空比Deff=D。因此

由式（27）可知，變換器二次電流波形關于時間軸對稱，同時也優化了輸出電流的峰值電流，減小了輸出電容的電流紋波。

只有在二次側形成諧振回路時，變換器才能通過變壓器一次側向負載傳送能量。由圖4b的工作波形可知，在一個開關周期內，輸出電流的平均值為

（2）由圖4b可知，諧振電容電壓始終大于零，即諧振電容電壓滿足

聯立解得

為了滿足式（34）和式（37），變壓器二次漏感需滿足

5.2 DCX變換器一次側軟開關實現條件

從工作模態分析可以看出，設計勵磁電感時，為了實現一次側開關S1、S2的零電壓開通，需要勵磁電感存儲的能量足以提供Cs1和Cs2充放電所需能量。在死區時間內，勵磁電感電流的峰值對開關管的結電容放電，所以滿足不等式

由式（33）可知，勵磁電感選得過大，將導致勵磁電感電流峰值Im較小。勵磁電感電流減小，開關管的關斷電流減小，從而減小開關管的關斷損耗，如圖4a所示。當勵磁電感電流很小時，可認為實現了開關管的零電流關斷，此時進一步提高了變換器的效率。然而，勵磁電感電流過小，為滿足式（40），勵磁電感很大。所以，最佳方案是取Im=2CossVdc/tdead，代入式（33），可得勵磁電感應滿足

式中，Coss=Cs1=Cs2，tdead為驅動脈沖的死區時間。

6 實驗驗證

根據軟開關實現條件，選取實驗參數見下表。取占空比D=0.4，負載電阻R=2Ω，實驗中的關鍵波形如圖5所示。

圖 5a為變換器的開關管電壓波形和變壓器一次電流波形，由圖可知開關管 S1和開關管 S2導通時刻，其電流均為負，致使其反并聯二極管導通，將其電壓鉗位在零，實現了開關管S1、S2的ZVS。且勵磁電感電流較小，開關管的關斷電流較小，如圖5a所示，近似實現了開關管的零電流關斷。由變壓器一次電流波形可知，在開關管關斷之前，勵磁電感電流等于一次電流，即二次側二極管電流為零，實現了二次側二極管的零電流關斷。圖5b為變壓器二次側的關鍵波形，二極管電壓鉗位在輸出電壓，諧振電容電壓始終大于零，與理論分析一致，驗證了參數選取的正確性。同時，證明了該變換器的可行性。

表 變換器參數Tab. Parameters of converter

圖5 變換器主要實驗波形Fig.5 The key waveforms of the converter

圖6為變換器的實測增益曲線，其中虛線為輸出電壓與輸入電壓理想增益比。由圖6可知，變壓器的增益比基本上符合 DCX變換器的增益特性。如圖7所示為變換器隨輸出功率變化的效率曲線，可知變換器具有較高的效率。

圖6 變換器的增益曲線Fig.6 Transfer gain curve of the converter

圖7 變換器的效率曲線Fig.7 Efficiency curve of the converter

7 結論

本文研究了一種新型隔離非調節 DC-DC變換器，利用 APWM調制策略實現了開關管的 ZVS，二次側諧振電路實現了二極管的ZCS。同時，幾乎可以實現開關管的零電流關斷。與傳統 AHB變換器相比，該變換器拓撲消除了輸出濾波電感，輸出二極管電壓鉗位在輸出電壓，減小了二極管的電壓應力，且表現出 DCX變換器的特性，輸入輸出增益比與負載、開關頻率和占空比無關。

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