一種利用門電路實現可靠啟動的基準電流源

陳華等

摘 要： 為了解決電流和模式的基準電路的潛在啟動失敗問題以及使電路更加低功耗、低復雜度、高穩定性，提出了一種利用數字門電路實現可靠啟動的CMOS帶隙基準電流源。Spectre仿真表明，在1.8 V電源電壓下，功耗為180 μW，電路輸出20 μA參考電流，溫度系數為11.9 ppm，線性度為1 054 ppm/V， 輸出噪聲電壓為0.1 mV，電源抑制比為-42 dB。采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝流片。測試結果表明，電路能在15.4 μs內實現可靠啟動，輸出參考電壓穩定在1.28 V，其溫度系數為89 ppm。該基準電流源已經成功地應用于工業自動化無線傳感網（WIA）節點芯片的頻率綜合器中，并取得良好的應用效果。

關鍵詞： 頻率綜合器； 帶隙基準電路； 電流和模式； 啟動電路

中圖分類號： TN752?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）19?0143?03

Reliable startup of bandgap reference current source by using gate circuit

CHEN Hua，GUO Gui?liang， LUO Chao， LIU Sheng?you， LAI Qiang?tao， YAN Yue?peng

（Institute of Microelectronics， Chinese Academy of Sciences， Beijing 100029， China）

Abstract： A reliable and fast startup circuit of CMOS bandgap reference （BGR） current source， which is realized by a digital gate circuit， is proposed to solve this problem of potential fail to start up BGR circuit with current sum mode to the correct working state and make BGR less power， less complicate and higher stability. Spectre simulation shows BGR circuit can output 20 uA reference current with temperature coefficient of 11.9 ppm and linearity of 1 054 ppm/V at 1.8 V supply voltage. What′s more， the output noise voltage is 0.1 mV and PSRR is -42 dB. With TSMC0.18um CMOS process， the measured results indicate that BGR circuit can reliably start up in 15.4 us， whose output reference voltage is stabilized at 1.28 V and temperature coefficient is 89 ppm at -40～125 ℃. The bandgap reference current source has been successfully applied to the frequency synthesizer in the node chip in WIA for industrial automation.

Keywords： frequency synthesizer； bandgap reference circuit； current sum mode； startup circuit

0 引 言

在工業無線傳感網（WIA）節點芯片的頻率合成器中，需要零溫度系數的參考電流作為電荷泵及電流模分頻器的偏置電流，這種電流有助于提升模塊的性能，從而改善鎖相環的整體性能。傳統的基準電路只能提供零溫度系數的參考電壓[1?4]。文獻[5]最早提出利用電流和模式的帶隙基準電路產生零溫度系數參考電流，但需要額外的上電復位信號來啟動；文獻[6]指出該結構電路可能會進入三極管沒有被正常導通的第三個“簡并”偏置點，也即啟動失敗狀態，采用拷貝三極管電流并觸發啟動管的方法來擺脫這個偏置點。文獻[7]則采用一個比較器來實現。這些方案都是模擬方法，增加了電路的復雜性和功耗，有的還容易產生不穩定。

為了既能實現可靠的啟動，又能適當降低電路的復雜度，降低功耗，提高穩定性，本文提出了一種數字方案，利用自身輸出的參考電壓和門電路來觸發啟動，并且通過仔細設計運放和基準部分使得該基準同時具有低溫度系數、低噪聲和高電源抑制比，從而滿足系統要求。

1 傳統的帶隙基準源

傳統基準源電路如圖1所示，若[M1=M2=M3=M4，][Q1=][Q3=（1n）?Q2；]運放增益足夠大，使得[vip≈vin，]則有：

[Iref=I1=I2=I3=VT?lnnR1∝T] （1）

[Vref=R2?lnnR1VT+VBE3] （2）

理論上若式（2）的[VT]系數為17.2時，參考電壓可實現零溫度系數，但式（1）參考電流是PTAT電流。關于運放AMP的設計，由于[vip≈VBE1≈]0.7 V，需要合理選取輸入管的種類，使得輸入管和尾電流管都處于飽和區；輸入管[W?L]盡可能大，以提高匹配，降低失調電壓；有源負載管和自偏置管的[L]盡可能大，以提高PSRR；最好單級實現，以增強整體的穩定性。關于核心部分設計，要注意Q2的發射極電流密度不要太低，這就要求倍數[n]不宜取得過大，或者在發射極電流不是很大的情況下，三極管不宜取最大尺寸，比如10 μm×10 μm。另外，M1～M4的[L]必須取大以提高PSRR。文獻[8]指出電容[C1]容值要選取合理，一方面使得AMP和M2組成的負反饋支路穩定，另一方面使得負載端信號對M1～M4柵極的擾動降至最低。

該電路的缺點是，提供的基準電流[Iref]是PTAT電流，不適合本項目的需要，所以需要尋找其他的實現方案。

2 本文提出的帶隙基準源

2.1 核心電路設計

為了得到零溫度系數的參考電流，采用Banba結構，即在傳統結構上，左右支路各并聯一個電阻，阻值一樣，如圖2所示。若[M1=M2，][Q1=（1n）?Q2，]運放使得[vip≈vin，]則有：

[I1=（VT?lnn）R1] （3）

[I2=VBE1R2] （4）

[I3=I1+I2=1R2R2?lnnR1VT+VBE1] （5）

理論上若[VT]系數為17.2，可得到零溫度系數的電流[I3，]通過選擇合適的[R2]值可獲得需要的電流值。若[M3=（1m）?M2，]則有：

[Vref=I3m?R3=R3m?R2R2?lnnR1VT+VBE1] （6）

如果忽略[R3R2]的溫度系數，可得到零溫度系數的[Vref。]由于增加了一個變量[m，]這樣可以更靈活地設置[Vref]值。該結構省去三極管Q3，可以更好地做匹配，同時也減小了面積。電容[C1]和[C2]用來穩定電路。另外，考慮到運放輸出端的驅動壓力，基準電流[I3]的拷貝管不宜多，最好用電流鏡接M4的漏端，然后再拷貝，注意管子的[L]要取大。

由于存在并聯電阻，該電路存在第三個穩定點，例如當[I3]電流比較小時，[Q1，Q2]不導通，小電流全部從[R2]流走，此時運放和M1，M2照常工作。為了讓電路脫離這一不希望的簡并點，當電流比較小時，要求[I2R2>VBE1，][R2?R1，]另外還需要仔細設計合適的啟動電路。

2.2 運放和啟動電路設計

本文提出的運放電路和啟動電路如圖3所示。運放采用單級，通過MP3和MN4自偏置；啟動電路是由[Vref、]反相器、與門、MN5、傳輸門TG1來組成。電路有2個工作模式，當PDB=0時，電路處于關斷模式。此時，TG1關閉，開關管MP4導通，將[Vo]拉高到[VCC，]關斷運放和核心電路，[Vref≈0。]

而當PDB=1時，電路處于工作模式。此時MP4關閉，TG1導通，MN5在短時間內導通，拉低[Vo，]運放自偏置部分（管子MP3和MN4）建立偏置電壓，同時核心電路的M1～M4導通，Q1，Q2流過一股大電流，核心電路慢慢建立，當[Vref]電壓升至反相器的閾值時，信號A變0，關斷MN5和MN6，導通TG2，運放自偏置工作。運放檢測輸入端[vip]和[vin]的差值，利用M1和M2管進行反饋調節差值，同時[Vo]電壓也慢慢建立起來，如圖4所示。于是，整個電路進入希望的穩定工作狀態，輸出零溫度系數的參考電流。

注意，MN1和MN2管的閾值電壓必須比較低，才能使得在VINCM=VBE1≈0.7 V時，MN3能飽和工作，為此，選擇中等閾值電壓的管子nmosmvt（Vth=0.3 V）。由于沒有用共源共柵結構，所以MP1～MP3， MN1～MN4的[L]盡可能取大，一方面可以提高PSRR，另一方面可以提高匹配，減小輸入失調電壓。

3 版圖及后仿真

一個良好的版圖設計可以減小前后仿真的差異，提升電路性能，增強電路可制造性和一致性。版圖設計中要特別注意器件的匹配和布局布線的合理性[9]。

針對基準電路中的關鍵器件，三極管和電阻分別考慮如下：Q2管的個數取8，Q1管取1，3×3共中心排布，中心放Q1管，外圍放Q2管。電阻采用高阻值poly電阻，等比例復制方法，即使用單元電阻條，采用并聯串聯方法實現所需阻值。連線采用金屬，避免使用拐角，避免拐角誤差。電阻外圍采用dummy電阻增強電阻的匹配和精度，減小工藝誤差。本文設計的版圖如圖5所示。

利用Calibre xRC對版圖進行寄生參數提取，然后仿真，得到參考電流的溫度系數曲線如圖6所示；它隨電源電壓變化的線性度曲線如圖7所示；參考電壓[Vref]溫度系數曲線如圖8所示，曲線呈現單邊傘形是由于內部電阻[R3]自身有溫度系數，干擾了參考電流的溫度特性，從而導致[Vref]溫度系數比較大。其他仿真參數見表1。

4 流片測試結果

在TSMC 0.18 μm CMOS工藝上進行流片，芯片照相如圖9所示。由于測試參考電流比測試參考電壓要復雜，不易控制且不易測試準確，所以本次采用測試參考電壓的方法，來測試該基準電路的啟動情況及溫度系數。

使用Agilent MSO?X 2022A示波器測試該基準電路的啟動情況，如圖10所示，可見該基準電路能在15.4 μs內可靠地快速啟動。利用溫度箱espec su?261和數字多功能表Agilent 34410A Digit multimeter測試參考電壓的溫度系數，如圖11所示，可算溫度系數為89 ppm。這兩項測試結果見表1。

5 結 論

本文提出了一種基于電流和模式的基準電流源，利用簡單的門電路和開關管實現了電路的可靠啟動，解決了存在于電流和模式下的潛在啟動問題，即保證電路上電后啟動到合適的偏置點；同時該結構具有數字化、高穩定性、低功耗，低噪聲等特點。該基準電流源已經成功地應用于WIA系統的射頻收發機中，取得了良好的性能。

注：本文通訊作者為陳華。

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