雙閉環控制的移相全橋軟開關變換器的研究

梁永清+黃志強

摘要： 針對硬開關PWM變換器的開關損耗大的問題，主電路采用ZVS PWM全橋變換器電路拓撲。通過變壓器原邊隔直電容與變壓器漏感的諧振作用，實現功率管零電壓開關。控制電路基于UC3879設計了雙閉環控制系統。開關變換器將電流峰值作為控制對象，電流內環降階處理等效為一個比例環節，電壓外環采用帶電容反饋的PI調節器。推導了整個系統的傳遞函數，并對調節器參數進行設置。通過Matlab仿真及實驗測試，驗證了設計結果的正確性。使系統達到良好的控制指標。

關鍵詞： 移相全橋軟開關； 控制電路； 電壓電流雙環控制； ZVS

中圖分類號： TN964?34 文獻標識碼： A文章編號： 1004?373X（2014）08?0156?03

Research on phase?shift full?bridge soft?switching converter controlled by double loops

LIANG Yong?qing， HUANG Zhi?qiang

（School of Electrical Engineering， Guangxi University， Nanning 530004， China）

Abstract： ZVS （zero?voltage?switching） PWM full?bridge converter circuit topology is adopted in the main circuit to eliminate the energy loss caused by the hard?switching PWM converter. The zero?voltage switching of power tube was realized according to the resonance effects of transformer leakage inductance and primary blocking capacitor. The double?loop control system of the control circuit was designed based on UC3879. Switching converter takes current peak as the controlling object. The reduced order processing of current inner?loop is equivalent as a proportional link. The PI regulator with capacitive feedback is adopted in the voltage outer?loop. The transfer function of the whole system was derived. The regulator parameters was set. The correctness of the result was validated through Matlab simulation and experimental testing. The fine control index of the system was achieved.

Keywords： phase?shift full?bridge soft switching； control circuit； voltage and current double?loop control； ZVS

0引言

硬開關模式使得功率管開通和關斷損耗大，開關電壓電流應力大，電壓尖峰[dudt]與電流尖峰[didt]高，且開關過程中產生較強的電磁干擾。軟開關技術是利用諧振電路在開關管電壓降為零時使開關開通（零電壓開關ZVS），較好解決了硬開關PWM變換器的開關損耗大的問題。UC3879系列移相諧振控制器將定頻脈寬調制技術與諧振技術和零電壓開關技術結合在一起，有效提高了工作頻率和工作效率[1?2]。

1主電路ZVS移相全橋電路拓撲

主電路電路結構如圖1所示。[CT1~CT4]為功率開關管[T1~T4]的寄生電容或外接電容，[DT1~DT4]分別是相應功率開關管寄生二極管，[Cb]為變壓器原邊串聯隔直電容， [LR]為諧振電感，它包括變壓器漏感。[LF]為輸出濾波電感。[T1]和[T2]組成超前橋臂， [T3]和[T4]組成滯后橋臂。

圖1 主電路結構圖

2ZVS移相全橋DC/DC軟開關的實現

2.1功率器件軟開關狀態分析

功率管零電壓開關是借助于開關管并聯電容和變壓器漏感的諧振作用實現的。功率管開通前，利用變壓器漏感中的儲能對結電容充放電使并聯二極管先導通，強迫功率管兩端電壓降為零，從而實現零電壓狀態下導通；由于電容電壓不能躍變，利用結電容電壓的緩升作用實現零電壓關斷[3]。

實現開關管的零電壓開通的能量主要來自于輸出濾波電感[LF]和諧振電感[LR]中的儲能。在能量轉換中[LF]對超前橋臂和滯后橋臂的貢獻是不同的。滯后橋臂開關過程中，輸出二極管[D1]和[D2]均導通使變壓器副邊短路，[LF]不起作用。此時用來實現ZVS的能量只是[LR]的能量。由于[LR<

2.1.1滯后管[T4]實現零電壓關斷

關斷[T4]時，原邊電流儲能向[CT3]和[CT4]轉移，使[CT3]迅速放電；同時又給[CT4]充電。[CT4]上的電壓是從零緩緩上升的， [T4]實現零電壓關斷。

2.1.2滯后管[T3]實現零電壓開通

關斷[T4]后[DT3]自然導通，將[T3]的電壓強制為零，只要[T3]和[T4]驅動電壓之間的死區時間大于電容的充放電時間， [T3]就能在零電壓狀態下實現開通。

2.1.3引入隔直電容[Cb]

隔直電容的作用：一是實現一次電流復位；二是防止工作過程中直流偏磁而導致變壓器飽和。輕載時隔直電容與變壓器漏感的諧振作用，可使得滯后管開通前原邊電流接近為零，實現近似零電流關斷。通常按公式[Cb=IpmaxDmax2fΔUmax]選取。其中[Ipmax]表示變壓器原邊最大電流；[f]表示功率管的開關頻率；ΔUmax取最小整流輸出電壓的10%。通過計算[Cb]電容值取6 μF。

2.2實驗波形分析

2.2.1主要設計指標

輸入電壓：400 V；輸出電壓：48 V；輸出電流：25 A；開關頻率：50 kHz；效率：η>85%；輸出最大功率：1 500 W； 最大占空比：Dmax=0.85；功率變壓器變比N：5.7；功率變壓器原副邊匝數：[8234]；隔直電容：6 μF；輸出濾波電感：61.8 μH；輸出濾波電容：3 300 μF。

2.2.2超前橋臂和滯后橋臂波形觀測

根據理論計算對實驗裝置進行了安裝調試，檢測功率管的零電壓開關的實現情況。圖2和圖3分別為超前橋臂和滯后橋臂開關管漏源電壓、電流波形。根據開關管漏源電壓與電流之間的相位關系來判斷是否工作在零電壓狀態。對于MOSFET管，其內部寄生電容比較大，對ZVS關斷有利，對ZVS開通不利。管子損耗主要發生在開通時，因此對MOSFET管主要觀察其零電壓開通的情況。圖2中超前橋臂開關管開通之前，漏源電壓下降已經很低，表明開關管近似實現了零電壓開通。圖3中滯后橋臂開關管導通時，漏源電壓下降接近到零，移相控制已實現了零電壓開通。

圖2 超前橋臂電壓電流波形圖

圖3 滯后橋臂電壓電流波形

3 控制電路雙閉環控制系統的設計

DC/DC變換器采用電壓外環電流內環的峰值電流控制，如圖4所示。輸出電壓與基準電壓相比較，輸出的誤差電壓經調節器補償校正后，得到峰值電流的控制信號。開關變換器將電流峰值作為控制對象，電流內環可降階處理，實現控制系統的簡化設計。峰值電流控制模式具有動態響應速度快、補償電路簡化的特點，易于實現限流與過流保護。使系統達到良好的控制指標。

3.1雙閉環控制系統及其傳遞函數

3.1.1電流環的設計[3]

通常功率器件的開關頻率遠遠高于電壓環的交越頻率。電流內環相當于一個電流受控放大器，可等效為一個比例環節，簡化后的控制系統結構框圖如圖5所示。

電流內環簡化為比例環節后，其閉環傳遞函數為：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N為變壓器變比；[Rs]為檢測電阻；M為霍爾傳感器變比。

圖4 簡化的電流環

圖5 控制系統結構框圖

功率對象相當于恒定電流對于輸出電容[Co]充電[Uo=ILsCo]功率級的傳遞函數：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

電壓環的反饋函數：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2電壓環調節器設計

電壓環調節器采用帶電容反饋的PI調節器。增加極點的作用是減弱系統高頻增益，有效抑制高頻噪聲的干擾。設計控制器是根據被控對象的傳遞函數繪制系統繪制伯德圖。首先確定系統交越頻率[fco]，然后設定中頻段對數幅頻特性斜率為-20 dB/（°）；最后調整增益曲線，保證系統具備較大的相位裕量，以滿足穩定性要求。

傳遞函數：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

電壓環的控制對象傳遞函數為 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益為：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系統電壓調節器的設計過程如下[4]：

（1） 開關頻率[fk]取50 kHz，為避免在輸出中出現較大的開關紋波，交越頻率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越頻率處，系統的傳遞函數為：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越頻率處，調節器的增益為：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，設計中[RV1]取100 Ω，則[RV2]應取5.6kΩ。

（4） 計算零極點的電容值[CVZ]和[CVP]。選擇轉折頻率[fz]和[fp]，使它們滿足[fcofz=fpfco]。[fp]與[fz]相距越遠，相位裕量就越大。但是[fz]過低會使低頻增益減小，削弱低頻紋波的衰減效果。[fp]選得過大，高頻會增大，就會放大高頻噪聲尖峰。一般大于45°，設計中極點[fP]取50 kHz，則零點設置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab繪制幅頻，相頻特性仿真分析

系統總的開環傳遞函數為 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab繪制伯德圖，如圖6所示。曲線為系統經校正補償后的總開環對數幅頻與相頻特性。由圖中可以看出，系統在交越頻率處的相角裕度約76°，滿足了相角裕量的設計要求，系統的穩態性能和動態性能都達到了較好的校正效果。

圖6 系統總開環傳遞函數幅頻、相頻特性曲線

4結語

本設計DC/DC采用移相全橋電路，輸出采用全波整流電路。通過Matlab軟件對雙閉環系統進行仿真，證明調節器的設計是正確的，保證系統獲得良好動穩態性能。通過實驗裝置對功率管零電壓軟開關效果進行測試，表明功率管可實現軟開關，從而降低變換器的開關損耗。

參考文獻

[1] 沈現慶，張秀，鄭爽.開關電源原理與設計[M].南京：東南大學出版社，2012.

[2] 許大宇，阮新波，嚴仰光.對移相控制零電壓開關PWM全橋直流變換器的新型理論分析方法[J].電機與控制學報，2003，（2）：112?116.

[3] 楊興龍.軟開關電力操作電源的研制[D].南寧：廣西大學，2006.

[4] 吳慧芳.移相全橋倍流整流DC/DC變換器的研究[D].南寧：廣西大學，2007.

[5] 魏偉，李軍，魏嵐婕.一種軟開關電力操作電源的研究[J].電力電子技術，2007，41（11）：47?49.

[6] 呂延會，張元敏，羅書克.移相全橋零電壓軟開關諧振電路研究[J].電力系統保護與控制，2009，37（5）：71?74.

[7] CHOI Hang?Seok， KIM Jung?Won， CHO Bo Hyung. Novel zero?voltage and zero?current?switching （ZVZCS） full?bridge PWM converter using coupled output inductor [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2002， 17（5）： 641?648.

[8] 張友榮，錢亮，胡亮.一種基于UC3879 的新型軟開關DC/DC 移相全橋變換器[J].電氣自動化，2011，33（3）：68?70.

[9] 胡紅林，李春華，邵波.移相全橋零電壓PWM 軟開關電路的研究[J].電力電子技術，2009，43（1）：12?14.

[10] 李宏，榮軍.峰值電流控制在移相全橋變換器中的技術研究[J].電力電子技術，2008，42（1）：81?83.

圖2 超前橋臂電壓電流波形圖

圖3 滯后橋臂電壓電流波形

3 控制電路雙閉環控制系統的設計

DC/DC變換器采用電壓外環電流內環的峰值電流控制，如圖4所示。輸出電壓與基準電壓相比較，輸出的誤差電壓經調節器補償校正后，得到峰值電流的控制信號。開關變換器將電流峰值作為控制對象，電流內環可降階處理，實現控制系統的簡化設計。峰值電流控制模式具有動態響應速度快、補償電路簡化的特點，易于實現限流與過流保護。使系統達到良好的控制指標。

3.1雙閉環控制系統及其傳遞函數

3.1.1電流環的設計[3]

通常功率器件的開關頻率遠遠高于電壓環的交越頻率。電流內環相當于一個電流受控放大器，可等效為一個比例環節，簡化后的控制系統結構框圖如圖5所示。

電流內環簡化為比例環節后，其閉環傳遞函數為：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N為變壓器變比；[Rs]為檢測電阻；M為霍爾傳感器變比。

圖4 簡化的電流環

圖5 控制系統結構框圖

功率對象相當于恒定電流對于輸出電容[Co]充電[Uo=ILsCo]功率級的傳遞函數：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

電壓環的反饋函數：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2電壓環調節器設計

電壓環調節器采用帶電容反饋的PI調節器。增加極點的作用是減弱系統高頻增益，有效抑制高頻噪聲的干擾。設計控制器是根據被控對象的傳遞函數繪制系統繪制伯德圖。首先確定系統交越頻率[fco]，然后設定中頻段對數幅頻特性斜率為-20 dB/（°）；最后調整增益曲線，保證系統具備較大的相位裕量，以滿足穩定性要求。

傳遞函數：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

電壓環的控制對象傳遞函數為 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益為：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系統電壓調節器的設計過程如下[4]：

（1） 開關頻率[fk]取50 kHz，為避免在輸出中出現較大的開關紋波，交越頻率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越頻率處，系統的傳遞函數為：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越頻率處，調節器的增益為：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，設計中[RV1]取100 Ω，則[RV2]應取5.6kΩ。

（4） 計算零極點的電容值[CVZ]和[CVP]。選擇轉折頻率[fz]和[fp]，使它們滿足[fcofz=fpfco]。[fp]與[fz]相距越遠，相位裕量就越大。但是[fz]過低會使低頻增益減小，削弱低頻紋波的衰減效果。[fp]選得過大，高頻會增大，就會放大高頻噪聲尖峰。一般大于45°，設計中極點[fP]取50 kHz，則零點設置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab繪制幅頻，相頻特性仿真分析

系統總的開環傳遞函數為 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab繪制伯德圖，如圖6所示。曲線為系統經校正補償后的總開環對數幅頻與相頻特性。由圖中可以看出，系統在交越頻率處的相角裕度約76°，滿足了相角裕量的設計要求，系統的穩態性能和動態性能都達到了較好的校正效果。

圖6 系統總開環傳遞函數幅頻、相頻特性曲線

4結語

本設計DC/DC采用移相全橋電路，輸出采用全波整流電路。通過Matlab軟件對雙閉環系統進行仿真，證明調節器的設計是正確的，保證系統獲得良好動穩態性能。通過實驗裝置對功率管零電壓軟開關效果進行測試，表明功率管可實現軟開關，從而降低變換器的開關損耗。

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[10] 李宏，榮軍.峰值電流控制在移相全橋變換器中的技術研究[J].電力電子技術，2008，42（1）：81?83.

圖2 超前橋臂電壓電流波形圖

圖3 滯后橋臂電壓電流波形

3 控制電路雙閉環控制系統的設計

DC/DC變換器采用電壓外環電流內環的峰值電流控制，如圖4所示。輸出電壓與基準電壓相比較，輸出的誤差電壓經調節器補償校正后，得到峰值電流的控制信號。開關變換器將電流峰值作為控制對象，電流內環可降階處理，實現控制系統的簡化設計。峰值電流控制模式具有動態響應速度快、補償電路簡化的特點，易于實現限流與過流保護。使系統達到良好的控制指標。

3.1雙閉環控制系統及其傳遞函數

3.1.1電流環的設計[3]

通常功率器件的開關頻率遠遠高于電壓環的交越頻率。電流內環相當于一個電流受控放大器，可等效為一個比例環節，簡化后的控制系統結構框圖如圖5所示。

電流內環簡化為比例環節后，其閉環傳遞函數為：[GI(s)=IlUc=Ki=iLiLN×M×Rs=57]

式中：N為變壓器變比；[Rs]為檢測電阻；M為霍爾傳感器變比。

圖4 簡化的電流環

圖5 控制系統結構框圖

功率對象相當于恒定電流對于輸出電容[Co]充電[Uo=ILsCo]功率級的傳遞函數：

[GP(S)=1SCo=13300×10-6S]

電壓環的反饋函數：

[H(s)=UoUref=2.550=0.05=Kf]

3.1.2電壓環調節器設計

電壓環調節器采用帶電容反饋的PI調節器。增加極點的作用是減弱系統高頻增益，有效抑制高頻噪聲的干擾。設計控制器是根據被控對象的傳遞函數繪制系統繪制伯德圖。首先確定系統交越頻率[fco]，然后設定中頻段對數幅頻特性斜率為-20 dB/（°）；最后調整增益曲線，保證系統具備較大的相位裕量，以滿足穩定性要求。

傳遞函數：

[GC(s)=1+Rv2CvzsRv1Rv2CvzCvps2+(Cvp+Cvz)Rv1s]

電壓環的控制對象傳遞函數為 ：

[G(s)=GI(s)GP(s)H(s)=KIKfsCo=57×0.05s×3300×10-6=576S]

增益為：

[GI(s)GP(s)H(s)=576jω=5762πf=91.7f]

系統電壓調節器的設計過程如下[4]：

（1） 開關頻率[fk]取50 kHz，為避免在輸出中出現較大的開關紋波，交越頻率[fco]取5 000 Hz。

（2） 在交越頻率處，系統的傳遞函數為：

[G(s)=91.75000=0.0183]

（3） 在交越頻率處，調節器的增益為：K=[1G]（s）=54.6。[RV2RV1=54.6]，設計中[RV1]取100 Ω，則[RV2]應取5.6kΩ。

（4） 計算零極點的電容值[CVZ]和[CVP]。選擇轉折頻率[fz]和[fp]，使它們滿足[fcofz=fpfco]。[fp]與[fz]相距越遠，相位裕量就越大。但是[fz]過低會使低頻增益減小，削弱低頻紋波的衰減效果。[fp]選得過大，高頻會增大，就會放大高頻噪聲尖峰。一般大于45°，設計中極點[fP]取50 kHz，則零點設置在500 Hz。

[Cz=12πRv2fz=12π×5.6×103×500＝0.057μF ]

[Cp=12πRv2fp=12π×5.6×103×50000＝0.56nF ]

3.2Matlab繪制幅頻，相頻特性仿真分析

系統總的開環傳遞函數為 ：

[Go(s)=GC(s)GI(s)GP(s)H(s)=0.2578s+804s2(26.22×10-12s+8.282×10-6)]

由Matlab繪制伯德圖，如圖6所示。曲線為系統經校正補償后的總開環對數幅頻與相頻特性。由圖中可以看出，系統在交越頻率處的相角裕度約76°，滿足了相角裕量的設計要求，系統的穩態性能和動態性能都達到了較好的校正效果。

圖6 系統總開環傳遞函數幅頻、相頻特性曲線

4結語

本設計DC/DC采用移相全橋電路，輸出采用全波整流電路。通過Matlab軟件對雙閉環系統進行仿真，證明調節器的設計是正確的，保證系統獲得良好動穩態性能。通過實驗裝置對功率管零電壓軟開關效果進行測試，表明功率管可實現軟開關，從而降低變換器的開關損耗。

參考文獻

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[8] 張友榮，錢亮，胡亮.一種基于UC3879 的新型軟開關DC/DC 移相全橋變換器[J].電氣自動化，2011，33（3）：68?70.

[9] 胡紅林，李春華，邵波.移相全橋零電壓PWM 軟開關電路的研究[J].電力電子技術，2009，43（1）：12?14.

[10] 李宏，榮軍.峰值電流控制在移相全橋變換器中的技術研究[J].電力電子技術，2008，42（1）：81?83.