一種雙向功率電力試驗電源

范彥琨，毛行奎

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 350108)

1 引言

電力試驗電源廣泛應用于發電廠、變電站及大中型工業企業，為現場繼電保護試驗工作提供了可靠、穩定、方便的直流試驗電源，為提高繼電保護試驗工作的質量，保障人身、設備安全提供了可靠保證[1]。

本文設計的雙向功率電力試驗電源既可作為標準的繼電保護試驗電源;又可作為便攜式直流電源屏，為二次設備提供可靠的直流電源;由于其能量雙向流動的特性，還可作為蓄電池充放電儀來使用，達到一機多用的目的。既減少了設備種類，又節約了成本;其將能量回饋電網功能，與傳統的耗能式蓄電池放電儀相比，實現了能源的重復利用，符合當今社會節能環保的需求。仿真研究初步驗證了理論分析的正確性和該方法的可行性。

2 電路拓撲

雙向功率電力試驗電源拓撲如圖1所示。該拓撲為前級單相可逆PWM整流器、后級雙向橋式高頻隔離DC/DC變換器的兩級結構，其中開關管S1-S12為有反并聯二極管的IGBT管，L1為交流側電感，Cd為直流母線支撐電容，Lr為諧振電感，Cr為隔直電容，Lf為輸出濾波電感，Cf為儲能電容，T為高頻隔離變壓器。

3 工作原理及控制策略

本設計前后兩級通過電容Cd解耦，下文中為了便于說明，可對前后級拓撲單獨進行分析。下面對圖1所示雙向功率電力試驗電源拓撲的前后級分別進行具體分析。

3.1 單相可逆PWM整流器

前級單相可逆PWM整流器拓撲如圖2所示。其運行方式矢量圖如圖3所示。可以看出，只要調節Uab與Uac的相位角，使電網電流基波分量與電網電壓相位相同或相反，即可使變換器工作在整流或者逆變狀態，實現功率雙向流動[2]。

圖1 雙向功率電力試驗電源拓撲

圖2 單相可逆PWM整流器

圖3 不同運行模式矢量圖

單相可逆PWM整流器的控制目標為使直流母線電壓穩壓，實現功率雙向流動，并使網側電流正弦化且功率因數可調。因此采用外環直流電壓、內環交流電流雙環控制，控制系統結構簡圖如圖4所示。直流電壓給定信號Ud*與實際直流母線電壓采樣值Ud對比，其差值經比例積分調節后作為直流電流指令信號Im，與標準正弦波相乘后作為交流電流給定信號Ia*，與實際交流電流信號Ia相比較后經比例積分調節，與三角載波比較產生PWM信號。有時為了實現電流的快速控制，電流內環也可采用比例調節器。

圖4 單相可逆PWM整流器控制系統結構簡圖

3.2 雙向全橋DC/DC變換器

雙向全橋DC/DC變換器的控制目標為實現輸出直流電壓110～250V、電流0～10A可調，同時能夠實現功率逆向流動。由圖1可知，當能量從一次側流向二次側時，只需驅動全橋DC/DC變換器的S5～S8管，S9～S12管不加驅動，其反并聯二極管作為整流二極管，電感Lf為濾波電感。通過改變輸出電壓、電流基準，即可實現輸出電壓、電流平穩可調;當需要能量逆向流動時，驅動S9～S12管，封鎖S5～S8管，電感Lf為升壓電感。因此，變換器正向工作為電壓型(Buck)全橋電路，逆向工作時為電流型(Boost)全橋電路[3－5]。

橋式變換器有單極性、雙極性和移相三種控制方式，移相控制易實現零電壓開通(ZVS)。變換器正向工作時一次側全橋采用移相控制方式，如圖5所示。

超前臂實現ZVS的條件為:

式中，td為超前橋臂S1和S2之間的死區時間;C為開關管DS端電容;Vd為輸入端電壓;ip為變壓器原邊側電流。

滯后臂實現ZVS的條件為:

式中，Lr為諧振電感;C為開關管DS端電容;n為變壓器匝比;Ud為輸入端電壓;iLf為變壓器副邊側流過濾波電感的電流。

圖5 移相控制主要波形

逆向工作時二次側全橋采用雙極性控制[6]，如圖6所示。S9～S12同時導通時，電感Lf儲能;S9、S12或者S8、S11同時導通時，能量從二次側傳遞到一次側。當電感電流斷續時候，輸出電壓與輸入電壓比還和負載電流相關。為了維持一定的輸入輸出比，占空比系數改變非常大，導致變換器在低輸入電流時失控。故應以臨界電流作為最小電流來設計電感。

輸入電流連續時的最小值(臨界)為:

式中，I2min為逆變工作時二次側臨界電流;D為占空比;U2為二次側電壓;T為開關周期。

可求得電感值應大于:

圖6 雙極性控制主要波形

4 關鍵參數設計

雙向功率電力試驗電源的主要設計指標為:

輸入電壓:220Vac±20%，50Hz。

輸出電壓:110～250VDC。

輸出電流:0～10A。

4.1 全橋高頻變壓器設計

次級橋式整流的全橋變壓器磁芯雙向磁化，磁芯和線圈利用率高。為了滿足輸入電壓紋波和寬輸出電壓要求，變壓器的變比應按照最低輸入電壓和最高輸出電壓來選擇。

移相控制存在副邊占空比丟失，設副邊最大占空比為0.85，可求得副邊電壓為:

式中，Usec(min)為副邊電壓;U2(max)為最大輸出電壓;Ud為整流二極管壓降;ULf為輸出電感上的直流壓降;Dsec(max)為副邊最大占空比。

故變壓器原副邊變比為:

其中Ud(min)為最低直流母線電壓。

根據輸出功率選擇EE55磁芯，兩組并用。選擇開關頻率為30kHz，工作磁通密度為0.15T，則副邊匝數為:

其中Ae為磁芯有效截面積;Bm為最高工作磁密。

故原邊匝數為:

4.2 隔直電容設計

由于開關管導通時間不可能完全一致，加在變壓器原邊繞組上的交流電壓含有直流分量，產生直流磁化電流并可能造成磁路飽和。加入隔直電容可以避免變壓器直流磁化。隔直電容Cb和輸出濾波電感Lf串聯諧振，為了使其充電為線性，取諧振頻率為開關頻率的1/4，則隔直電容大小為:

5 仿真驗證

為了驗證方案的可行性，用Saber軟件分別對PWM可逆整流器和雙向橋式DC/DC變換器進行了仿真。仿真參數為:Uac=220Vac/50Hz，Ud=380VDC，fs=30kHz，L1=2mH，R=0.05Ω，Cd=1680μF;Lr=35μH，Cr=0.22μF，Np:Ns=20:15，Lf=500μH，Co=2000μF，Po=2.5kW。

PWM可逆整流器整流狀態仿真波形如圖7所示，由圖可見輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓，功率因數高。逆變狀態仿真波形如圖8所示，電流和電網電壓同頻率，相位差180°。電壓型全橋電路仿真波形如圖9所示，可以看出開關管實現了ZVS。電流型全橋電路仿真波形如圖10所示，當同一橋臂開關管同時導通時，電感儲能，電感電流上升;當斜對角開關管導通時，一次側向二次側傳遞功率，電感電流下降。仿真結果均與上文分析吻合。

圖7 整流狀態電網電壓、電感電流波形

圖8 逆變狀態電網電壓、電感電流波形

圖9 原邊電壓電流、S2管Vgs、Vds波形

圖10 S9、S10管 Vgs、電感電流波形

5 結論

本文提出了一種雙向功率電力試驗電源，并對其工作原理和控制策略進行分析，仿真結果證明了方案的可行性。該試驗電源能夠替代多種設備，節省了企業采購成本;具有APFC功能，減少了對電網的諧波污染;并且實現功率的雙向流動，實現了綠色能源變換。

[1]李景豐.關于高頻開關電力直流操作電源系統的論述[J].電源世界，2005(9)：59 －61.

[2]易映萍，浣喜明，蔡子亮，等.單相高頻PWM整流逆變能量回饋控制方法的研究[J].電氣應用，2005(10)：92 －94.

[3]童亦斌，吳峂，金新民，等.雙向DC/DC變換器的拓撲研究[J].中國電機工程學報，2007，27(13)：81 －86.

[4]鮑諺，姜久春，張宏韜，等.電動汽車與電網能量交互的雙向變流器拓撲研究[J].中國電機工程學報，2012，23(31)：50 －58.

[5]H.L.Chan，K.W.E.，D.Sutanto.“A phase-shift Controlled Bi-directional DC-DC Converter”，1999 IEEE 42nd Midwest Symposium on Circuits and Systems，723 －726.