一種高精度低自熱多通道測溫系統設計與實現*

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(哈爾濱工程大學 自動化學院，黑龍江 哈爾濱 150001)

0 引 言

提高測溫精度、保證測溫準確性和增加系統采樣通道一直是高精度測溫系統的主要研究方向。但在設計和實現過程中，各種外部和內部干擾源會降低測溫系統的實際測量精度。如,惠更斯電橋雖能夠反映出微弱信號變化，但惠更斯電橋存在較大的非線性誤差[1];阻值比較法的線性度較好，但目前的基于阻值比較法的測溫系統不能消除測溫回路中的熱電動勢對測溫精度的影響[2]，而且多采用分時采樣的方式，這無法消除因激勵電壓或者AD參考源的波動而引入的誤差[3]。

在某些特殊應用場合，測溫電路設計不合理還將對測溫環境產生負面影響。如,在小體積精密測溫應用中，測溫電路的自熱效應將使得流經鉑電阻器的工作電流產生較大的熱量積累，進而導致測溫環境的溫升誤差[4]。通過控制恒流源的工作時間[5]和利用脈沖電流代替測溫電路的恒定電流[4]可有效減小自熱效應，但如果恒流源和脈沖電流的工作周期選擇不適當，將導致采樣誤差和降低測溫頻率，從而影響測溫的準確性。

基于此，本文設計了一種高精度低自熱多通道測溫系統。該測溫系統利用阻值比較法與差分放大電路提高測溫精度；利用序列激勵電壓控制保證測溫準確性，這對于高精度測溫系統應用具有重要的實際意義。

1 總體方案設計

為滿足測溫系統同時兼顧高精度、低自熱和多通道的優點，總體方案如圖1所示。

圖1 總體方案設計圖

1)高精度測溫單元：基于阻值比較法的測溫電路，Pt 1 000測溫信號經差分電路差分放大后送入AD模擬輸入端，經A/D轉換后送入處理器。

2)低自熱控制單元：通過控制激勵開關的通斷產生激勵測溫回路的電壓序列，減小自熱效應。

3)多通道采樣單元：差分輸入下，利用AD7608的8路輸入，可同時完成4通道溫度采集，滿足多通道測溫需求。

4)主控與輔助電路單元：MSP430F149單片機具有豐富的片上外圍資源，可滿足多通道測溫的需求；且具有封裝小、超低功耗等優點。輔助電路單元包括液晶顯示、串口發送和電源電路[6]。

2 測溫電路參數設計

基于阻值比較法的測溫電路如圖2所示。

圖2 測溫電路原理圖

由圖2中，R1為鉑電阻，R2為參考電阻，且已知阻值，R3，R4為分壓電阻，R7，R8，R9，R10為導線電阻。UR1與UR2可直接測得，根據公式

可得

進而通過計算得到實際測量溫度。

通常，當流經鉑電阻器電流超過0.5 mA時，鉑電阻器的自熱效應會影響測量精度[5]。根據下列公式可得

(1)

根據元件實際選型可得，R3+R4=20 kΩ。已知差分放大器INA118電壓輸入閾值為4.2 V，則可令分壓電阻R3=R4=10 kΩ，這既保證鉑電阻器的自熱效應不會影響測溫精度，又保證差分輸入不超過輸入閾值。

由于導線上存在雜散電阻，導線電阻使得測量電壓低于實際電壓。要消除導線電阻的引入誤差，可以采用差分輸入方式。由圖2所示，理想情況下，差分放大器INA118輸出如式(2)、式(3)所示

(2)

(3)

(4)

因此，差分輸入方式可以很好地消除導線電阻對測溫精度的影響。

當測溫回路的激勵電壓或者參考源存在波動時，AD量化誤差必然存在，可同時采樣UR1和UR2來消除量化誤差。考慮到測溫系統具有高精度和多輸入通道的特點，選擇具有8路輸入的18位同步采樣A/D轉換器AD7608。AD7608內置的2.5 V恒壓源通過內部電路轉換為4.5 V參考源。此時，AD7608的分辨力為

設鉑電阻器工作在某溫度下，當溫度變化0.004 ℃時，鉑電阻兩端電壓變化值為

5 V=0.003 303 5 mV.

為使AD7608能夠分辨出0.008 ℃溫度變化，則此時放大倍數G應滿足下式

(5)

已知參考源為4.5 V，當環境溫度為200 ℃時，對應鉑電阻器阻值R1=1 758.56 Ω，則采樣信號需滿足下式

(6)

即G≤11.65。綜上，10.39≤G≤11.65。由式(2)可得，4.69 kΩ≤R5≤5.32 kΩ。根據元件實際選型，R5=5.1 kΩ，此時G=10.8;同理，R6=5.1 kΩ。

根據以上計算可知，在-40～200 ℃測溫范圍內，高精度測溫單元的測溫精度最高可達0.004 ℃，該單元適用于大部分高精度測溫場合。

3 序列電壓激勵回路設計

3.1 序列激勵設計

鉑電阻器的自熱效應會對小體積或者密閉空間的測溫產生負面影響，主要原因是自熱引起的環境溫升[4]。表1給出了不同激勵周期下的鉑電阻器發熱量對比。

表1 不同激勵周期下鉑電阻發熱量

由表1可知，工作1 h后，模式1發熱量大于其他模式4倍以上；模式2、模式3和模式4的發熱量隨激勵時間的延長而增加，當發熱量累積到一定程度就會影響實際測溫精度。因此，設計能產生激勵電壓序列的低自熱控制單元來減小自熱效應的影響。

如圖2所示，低自熱控制單元由A單元和B單元組成，低自熱控制單元通過控制激勵開關K產生激勵電壓序列。激勵周期由穩定周期T1、采樣周期T2和空激勵周期T3組成。在測溫速率一定的情況下，最大限度地提高T3占空比，可以有效減小鉑電阻器自熱效應。

設測溫采樣速率為fTM，則激勵周期TTM=1/fTM。T1由激勵開關的動作時間決定。設激勵開關的動作時間為Ts，當T1≥10Ts時，可保證激勵電壓不會因激勵開關抖動而波動。T2與AD采樣周期和采樣次數相關。設AD采樣周期為tAD，采樣總周期為TAD，程序執行時間為L，當采樣N次時，TAD=NtAD+L。為保證采樣穩定性，在開始階段預留M個AD采樣周期，則

TAD≥(N+M)tAD+L.

(7)

T3主要由測溫速率和對外輻射熱量決定。已知激勵周期為TTM，則空激勵周期T3=TTM-T1-T2。此時，可保證在T1,T2滿足條件的前提下，T3占空比最大。

根據以上原則，已知測溫速率為4 Hz，即TTM為250 ms。選擇歐姆龍G6S系列繼電器作為激勵開關時，已知繼電器的動作時間為4 ms，則T1=40 ms;已知AD7608采樣速率為3.125 kHz，則rAD=0.32 ms;已知T1=40 ms，則可令M=0。在激勵周期內采樣100次數據做平均，則tAD=32 ms。調整主程序使得L=40 ms，由式(5)可知，T2≥72 ms，取T2=80 ms，即滿足設計要求。已知TTM=250 ms，T1=40 ms，T2=80 ms，則T3=130 ms。因此，選擇歐姆龍G6S系列繼電器作為激勵開關，按以上要求配置即可保證自熱效應最小。

3.2 調向激勵設計

鉑電阻器和銅導線因材質不同，相互接觸時會產生熱電動勢。例如：假設鉑電阻器工作環境溫度為30 ℃，銅導線兩端存在2 ℃溫差，根據GB/T 2903—1998附錄A中表A2所列分度表[7]可知，此時熱電動勢為

EAB(30,29 ℃)=f(30 ℃)-f(29 ℃)=0.007 mV.

由圖2所示，當溫度變化0.004 ℃時，ΔRt=0.015 4 Ω，此時ΔUPt1000=0.003 3 mV，即熱電動勢影響測溫精度。

為此，設計三點激勵來實現調向激勵設計。如圖2所示，A點為正向激勵，B點為空激勵，C點為反向激勵。設UE為實測R1兩端電壓，Ue為R1真實電壓，U*為熱電動勢。因為熱電動勢與電流方向無關，則

當激勵開關K在A時

UE=Ue+U*;

(8)

當激勵開關K在C時

UE=Ue-U*.

(9)

式(8)和式(9)相加化簡后得到

UE=Ue.

(10)

由式(10)可知，采樣激勵調向前后的電壓信號，將采樣值相加后再做平均即可消除熱電動勢。

綜上所述，低自熱控制單元通過控制G6S系列繼電器來實現序列激勵測溫回路，從而減小自熱效應；通過控制G6S系列繼電器來實現調向激勵，從而消除熱電動勢。激勵周期由正激勵周期Tf與反激勵周期Tb構成,反激勵子周期激勵方向相反，與正激勵子周期長度相同，作用一致。各激勵周期時序如圖3所示。

圖3 激勵周期時序圖

4 多通道采樣單元設計

AD7608具有8路輸入，已知單路測溫需要2個模擬輸入端配合完成，則AD7608可同時進行4路測溫。模擬輸入端V1,V2,V3和V4由CONVST A控制，模擬輸入端V5,V6,V7和V8由CONVST B控制，MCU通過同時控制CONVST A,CONVST B來實現同時采樣8路輸入信號。轉換完畢后，數據通道DB0～DB15分2次將18位轉換數據送出。AD7608的輸出電平為可選擇的3.3 ，5 V，因MSP430F149輸出3.3 V COMS電平，通過配置23管腳使得AD7608輸出3.3 V COMS電平，從而實現與單片機直連。

5 數字濾波補償單元設計

測溫電路噪聲和鉑電阻器的非線性是影響測溫電路準確性的主要因素。對于測溫電路噪聲，考慮到溫度是大慣性環節，可設計合適的低通濾波器予以消除，而分段線性擬合則是減小鉑電阻器非線性的有效途徑。

5.1 數字低通濾波器設計

設計巴特沃思低通濾波器濾除測溫回路噪聲。當設計指標選為：αP=3 dB，αS=40 dB，EP=0.02，數字濾波器為

H(z)=

采用高精度、低溫漂固值電阻器(對應溫度點36.077 5 ℃)做長時間溫度測試，可以得到數字濾波器的實際濾波效果如圖4所示。

圖4 測溫數據濾波效果圖

由圖4所示的濾波前后輸出曲線可知，數字濾波器很好地濾除噪聲，實際測溫誤差小于0.008 ℃，并且隨著工作時間增長，濾波器平滑數據的效果更加明顯。

5.2 非線性誤差補償算法

鉑電阻器作為高精度溫度敏感元件，其阻值與溫度之間存在非線性，其計算公式

Rt=R0(1+At+Bt2),

(11)

式中A=3.908 3×103，B=-5.775×107，R0=1 000 Ω。根據式(11)計算可知，若忽略二次方項并在0～100 ℃進行線性擬合，因忽略二次項產生的最大誤差為1.5 ℃。

分段線性擬合能減小非線性誤差。在分段擬合過程中，分段數需根據測溫精度要求確定，即非線性誤差小于測溫精度3倍以上。計算可知，在-40～200 ℃范圍內，24等分和48等分條件下分段線性擬合的非線性誤差分別為0.004，0.000 1 ℃，如圖5所示。考慮到測溫電路和元件的非線性影響，則采用48等分對鉑電阻器進行非線性誤差補償。

圖5 分段擬合非線性誤差比對

6 實驗測試

根據鉑電阻分度表，在-40～200 ℃范圍內選取-30,80,190 ℃附近的溫差約為6 ℃的測試范圍驗證測溫精度，并選用低溫漂高精度的固值電阻器做長時間測試，截取部分溫度誤差數據如圖6～圖8所示。由圖6～圖8可知，高頻噪聲基本被濾除干凈，實際測溫精度能夠達到±0.008 ℃，滿足設計要求。

圖6 -30 ℃附近的溫度誤差曲線

圖7 80 ℃附近的溫度誤差曲線

圖8 190 ℃附近的溫度誤差曲線

7 結 論

基于實測試驗結果可知，高精度低自熱多通道測溫系

統的測溫精度為±0.008 ℃，并且可以提高測溫精度，消除熱電動勢對測溫精度的影響，降低自熱效應對測溫準確度的影響，而且還可用于多路測溫的場合。對于工業生產和軍事領域中需要高精度多路測溫的場合來說，高精度低自熱多通道測溫系統有著重要意義。

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