一種智能傳感器射頻前端的低功耗設計與實現

田曉明,白春風,吳建輝

(東南大學國家專用集成電路系統工程技術研究中心,南京 210096)

?

一種智能傳感器射頻前端的低功耗設計與實現

田曉明,白春風,吳建輝*

(東南大學國家專用集成電路系統工程技術研究中心,南京 210096)

敘述了一種應用于智能傳感器的低功耗射頻前端電路,包括低噪聲放大器和下混頻器。智能傳感器的無線通信一般基于Zigbee協議,Zigbee接收機一般采用低中頻的架構以獲得靈敏度和低功耗之間較好的折中。主要研究了從提高晶體管跨導效率和提高電流利用效率兩個角度實現低功耗的方法,低噪聲放大器采用交叉耦合輸入的噪聲抵消結構,增強了輸入管的等效跨導,因而在較低功耗代價下獲得了低噪聲系數并實現50 Ω阻抗匹配;下混頻器采用基于電流放大器的無源混頻結構,輸入跨導級通過電流復用提高了電流利用效率而輸出跨阻級引入跨導增強技術減少了中頻電流的泄漏,這使得在同等功耗水平下可以獲得更高的線性度,即節省了功耗。討論了電路設計過程并在TSMC 0.13 μm CMOS射頻工藝下進行流片驗證,在1.2 V電壓下整個前端電路消耗5.4 mW功耗和0.12 mm2芯片面積,仿真結果表明低噪聲放大器獲得了2.1 dB的噪聲系數和小于-30 dB的S11,混頻器轉換增益為27.7 dB;而芯片測試得到的前端噪聲系數為5.4 dB,IIP3達到5.5 dBm,能夠滿足智能傳感器無線通信的需要。

智能傳感器;低功耗射頻前端;噪聲抵消;跨導增強;無源混頻器

智能傳感器在近幾年里獲得迅猛發展,它將傳感器與微處理機集成在一起,具有采集、處理、交換信息的能力,是傳感器集成化與微處理機相結合的產物。智能傳感器大量布置在待感應環境中構成一個個節點,這些微型節點通過自組織的方式構成網絡。由于智能傳感器廣泛分布,其通信方式往往是無線的,它可以將采集的信息進行初步處理之后通過射頻收發機與計算機進行通信[1]。另外,智能傳感器一般用電池供電,因此智能傳感器的射頻收發芯片追求最低的功耗以及最少的外部元件。基于IEEE802.15.4的Zigbee無線通信技術以其短距離和低功耗的特點在智能傳感器中獲得了廣泛應用[2]。Zigbee無線系統一般工作在2.405 GHz～2.48 GHz頻段,共16個信道,其中每個信道帶寬為2 MHz,信道間隔為5 MHz,采用O-QPSK調制方式,碼率為250 kbit/s,是一種窄帶通信系統。

因此,本文介紹了一種低功耗Zigbee射頻接收機的前端電路設計,其在整個射頻接收系統中的位置如圖1所示。對功耗的優化可以通過降低靜態電流和降低電源電壓兩個方面來實現。其中,電流復用和模塊融合是降低電流的兩種主要技術途徑,而降低電源電壓通常從電路結構的優化設計著手。本文通過電流復用和電路結構的優化等途徑在較低的功耗水平下實現了滿足Zigbee通信標準的噪聲系數(NF)、線性度以及增益。

圖1 所設計射頻前端在接收機中的位置

如圖1所示,射頻前端包括低噪聲放大器(LNA)和混頻器兩部分,本文的LNA設計采用基于交叉耦合共柵結構的噪聲抵消技術,交叉耦合因其大大提高了晶體管的效率而實現了低功耗設計。混頻器是一種引入跨導增強技術提高線性度的無源混頻器結構,其跨導級通過電流復用將電流效率提高了一倍,因而實現了低功耗設計。該設計在TSMC 0.13 μm CMOS RF工藝下實現,在芯片測試中,整個射頻前端進行了噪聲系數、線性度和接收星座圖測試,結果顯示性能滿足Zigbee射頻通信的要求,并且實現了低功耗。

1 電路設計

1.1 噪聲抵消型交叉耦合低噪聲放大器

圖2 共柵低噪聲放大器

LNA作為射頻接收機的第1級,其輸入端需要與天線的50 Ω阻抗進行阻抗匹配以獲得最大的接收功率。圖2所示為共柵結構LNA的基本結構,其阻抗匹配可以采用L型阻抗匹配網絡實現。共柵晶體管的輸入阻抗等于晶體管跨導的倒數,其在較寬的頻率范圍內仍能基本保持不變,這使得寬帶阻抗匹配很容易實現[3-4]。

從晶體管的電學特性可知,晶體管的柵極與源極一樣可以對輸入信號進行放大;同時,待處理信號一般都以差分的形式存在以抑制共模干擾。根據這些特點,人們采用交叉耦合結構來提高晶體管跨導效率,即降低了功耗。如圖3所示,輸入信號同時施加到晶體管的源極和柵極,理論上可以將等效輸入跨導倍增,因此可以降低輸入級所需的電流。天線所接收的射頻信號通過由電感電容組成的L型匹配網絡轉化為差分信號Sp和Sn。如圖3所示,Sp施加于晶體管M1的源端,同時通過電容耦合至晶體管M2的柵端。同樣,Sn施加于晶體管M2的源端,同時通過電容耦合至晶體管M1的柵端。這種交叉耦合結構也可以看作是晶體管M1和M2相互提升了對方的等效跨導,實現了跨導增強的效果。

圖3 交叉耦合實現跨導增強的低噪聲放大器

晶體管M1和M2具有相同的跨導gm1=gm2且R1=R2,則輸出差分電壓Vout可以表示為:

Vout=-gm1·(Sn-Sp)·R1+gm2·(Sp-Sn)·R2

=2·gm1,2·(Sp-Sn)·R1,2

(1)

可以得到LNA的增益為:

(2)

從電路的差分增益表達式(2)可知,在不引入更多噪聲的情況下,輸入管跨導增強了一倍。正如上文所述,LNA的輸入阻抗1/gm應當與天線的50 Ω阻抗進行阻抗匹配,也就是說,等效gm應當等于20 mS。然而,如圖3所示跨導增強共柵LNA的輸入阻抗為1/(2gm),即為實現阻抗匹配所需的跨導僅為共柵LNA的一半。因此,跨導增強共柵LNA可以節省約50%的靜態電流功耗。

由上文可知,共柵輸入的LNA為實現差分放大器的阻抗匹配提供了一種簡單的方法,而且具有高線性度、高穩定度、低功耗的優點,交叉耦合結構的跨導增強效應可以在一定程度上降低電路的噪聲系數[5]。然而,圖3所示LNA的噪聲系數仍然高于3 dB,這直接限制了接收機的靈敏度[6]。為進一步降低低噪聲放大器的噪聲系數,本文提出了一種采用噪聲抵消技術的交叉耦合低噪聲放大器,如圖4所示。低噪聲放大器主體電路采用全差分結構,信號輸入端采用交叉耦合的形式。信號從共柵極NMOS管(M1,M2)的柵極和源極交叉耦合輸入以實現跨導增強;同時又從共源極NMOS管(M5,M6)的柵極輸入以實現噪聲抵消,進一步降低LNA的噪聲系數。

共柵管M2產生的噪聲電流在M4的漏端和M2的源端產生同源反相的噪聲電壓N1和N2,如圖4所示。噪聲電壓N2通過耦合電容耦合至M5的柵端,經M5反相放大在M3的漏端產生與N2同源反相的噪聲電壓N22。因此,噪聲電壓N1和N22為同源同相噪聲電壓,并且由于電路的差分特性,該噪聲電壓在輸出節點是同源同相的,因而可以實現噪聲抵消,通過調整電阻R3、R4和R1、R2的值實現輸入共柵管M1、M2的噪聲電流的完全抵消。

圖4 采用噪聲抵消技術的跨導增強共柵低噪聲放大器

圖5 低噪聲放大器中噪聲抵消電路的簡化結構框圖

圖5所示為低噪聲放大器中噪聲抵消電路的簡化結構框圖。通過計算可以得到電路輸出噪聲的表達式如式(3)所示。

Vn=gm5·in·Ri·R3-in·(R2+R4)

=in(gm5·Ri·R3-R2-R4)

(3)

式(3)是忽略了寄生電容等因素的影響。由式(3)可知,通過調整電阻R3、R4和R1、R2的值來實現抵消共柵極晶體管M2的熱噪聲,同理共柵極晶體管M1的熱噪聲也可被抵消,從而實現進一步降低電路噪聲系數的目標。圖6和圖7分別給出了LNA的噪聲系數和S11的仿真結果,在工作頻段內分別為2.1 dB和低于-30 dB,表1將本文實現的LNA與已發表LNA進行了橫向比較。

圖6 低噪聲放大器的噪聲系數仿真結果

圖7 低噪聲放大器的S11參數仿真

表1 低噪聲放大器的性能比較

1.2 低功耗無源混頻器

圖8給出了所設計的低功耗無源混頻器的系統結構。跨導級將被低噪聲放大器放大的電壓信號轉換為射頻電流,跨導級與跨阻級之間的無源混頻開關交替工作在截止區和線性區,相當于一個導通電阻,因此跨導級與跨阻級決定了混頻器的線性度。跨導級利用電流復用來提高電流利用效率;無源混頻開關級不工作在飽和區因而基本不消耗靜態電流,并且由于其直接轉換的特性而可以獲得快的轉換速度,但是,同樣面臨0 dB轉換增益和端口隔離度差的挑戰;跨阻放大級引入跨導提升技術,增強了其電流吸入能力,因而提升了線性度。下面詳述各模塊的電路設計。

圖8 低功耗無源混頻器的系統結構

圖9所示為跨導級的電路原理圖,信號電壓通過電容分別耦合到NMOS管和PMOS管的柵極,NMOS管和PMOS管同時提供跨導,而它們共享同一路偏置電流,大大提高了電流利用效率。PMOS管的偏置施加在柵極,NMOS管以自偏置的方式確定靜態工作點。其等效跨導可以表示為gmP+gmN。

圖9 輸入跨導級電路原理圖

無源混頻器主要由4個MOS開關管組成,大幅度的本振信號控制開關管的導通與關閉,如圖10所示。無源混頻器的開關級沒有直流功耗[10],這對低功耗應用來說是極具吸引力的。電容C1與C2作為濾波電容濾除經過開關對饋通到輸出端的射頻電流。本級電路輸出中頻電流信號,因此下級電路需要具有極小的輸入阻抗來吸收電流,下面詳細介紹跨阻級電路的設計。

圖10 雙平衡無源混頻開關

無源開關級的輸出包含射頻和中頻電流,射頻電流可以被電容C1、C2濾掉,因此后級的跨阻級對中頻電流的吸收程度決定了混頻器的轉換增益和線性度。基于電流放大器的跨阻級電路示于圖11,它為中頻信號提供了低阻抗節點,從而提高了混合模塊的線性度[11]。輸入節點阻抗可以表示為

(4)

圖11 基于電流放大器的跨阻級電路

我們可以從式(4)中看出輸入阻抗隨著輸入頻率的提高而增加。因此,低頻信號被吸收到RC負載,而饋通的高頻信號被阻斷。由跨導放大器產生的電流幾乎全被負載所吸收,需要注意的是這個電流信號在雙平衡開關之前是射頻信號而在跨阻級是中頻信號。所以混頻器的轉換增益可以非常接近2/π·gmR[12],這同時還有利于提高混頻器的抗噪聲性能,圖12和圖13給出了噪聲系數和轉換增益的仿真結果,在頻帶內分別為12 dB和29 dB。中頻跨導提升電路可以在較大頻帶內極大的降低輸入阻抗,因此可以實現很好的線性度,如圖14所示,IIP3約-9.5 dBm。

圖12 無源混頻器的噪聲系數

圖13 無源混頻的轉換增益

圖14 無源混頻器的線性度

2 芯片測試

本設計最終在TSMC 130 nm CMOS射頻工藝下實現,圖15顯示了采用本文提出的接收機前端設計的ZigBee收發機的芯片照片。其中,整個前端電路占有為350 μm×350 μm的總面積,在1.2 V的電源電壓下消耗4.5 mA靜態電流,實現了低功耗設計的目標。下面分別介紹低噪聲放大器和混頻器的主要性能測試結果。

圖15 前端電路的芯片照片

圖16 射頻1前端的噪聲系數測試結果

本文通過網絡分析儀和噪聲源得到的整個射頻前端的噪聲系數測試結果,見圖16,在工作頻帶內約5.4 dB。圖17顯示了雙音測試得到的射頻前端IIP3和OIP測量結果,分別為5.5 dBm和33.2 dBm。那么由此可以得到前端增益增益約為30 dB。

圖17 混頻器的線性度測試結果

對接收前端施加一個中心頻率為2.398 GHz信號強度為-40 dBm碼率為250 kbit/s的QPSK調制信號作為測試信號以驗證接收質量。圖18給出了在混頻器輸出端得到的接收星座圖和輸出頻譜,可以看到解調碼元十分集中清晰。

圖18 接收機的星座圖與接收頻譜

3 結論

本文設計了應用于智能傳感器無線通信的低功耗2.4 GHz ZigBee射頻前端,主要通過提高晶體管跨導效率和電流利用效率來降低功耗,另外混頻器的中頻跨阻級通過跨導提升技術以較低的功耗代價提高了轉換增益和線性度。整個前端功耗為5.4 mW,而測試結果和接收星座圖表明了較好的通信質量。

[1] 馮仁劍,張帥鋒,于寧,等. 應用于天然氣管網安全監測的無線傳感器網絡節點設計與實現[J]. 傳感技術報,2009,22(10):1492-1497.

[2]章堅武,張璐,應瑛,等. 基于ZigBee的RSSI測距研究[J]. 傳感技術報,2009,22(2):285-288.

[3]Hua-Chin Lee,A 0. 2 GHz～2. 6 GHz Wideband Noise-Reduction Gm-Boosted LNA[C]//IEEE Microwave and Wireless Compnents etters,VOL. 22,NO. 5,May 2012.

[4]Zhang Tao. CMOS K-Band Receiver Architectures for Low-IF Applications[C]//Microwave Workshop Series on Millimeter Wave Integration Technologies(IMWS),2011 IEEE MTT-S International.

[5]Zhuo W. A Capacitor Cross-Coupled Common-Gate Low-Noise Amplifier[C]//IEEE Transactions on Circuits and Systems-Ⅱ:Express Briefs,Vol. 52,No. 12,December 2005.

[6]Donuwan Navaratne. Noise Figure Optimization of a Noise-Cancelling Wide-Band CMOS LNA[C]//NEWCAS Conference(NEWCAS),2010 8th IEEE International,Date 20-23 June 2010.

[7]Wei-Hung Chen. A Highly Linear Broadband CMOS LNA Employing Noise and Distortion Cancellation[C]//IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol. 43,No. 5,May 2008.

[8]Zhou Sining. A CMOS Passive Mixer With Low Flicker Noise for Low-Power Direct-Conversion Receiver[C]//IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol. 40,No. 5,May 2005.

[9]Wolfram Kluge. A Fully Integrated 2. 4GHz IEEE 802. 15. 4-Compliant Transceiver for ZigBee Application[C]//IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol. 41,No. 12,December 2006.

[10]Caroline Andrews. Implications of Passive Mixer Transparency for Impedance Matching and Noise Figure in Passive Mixer-First Receivers[C]//IEEE transactions on circuits and systems—I:regular papers,Vol. 57,NO. 12,Dec. 2010.

[11]Boyu Hu. A Gm-Boosted and Current Peaking Wideband Merged LNA and Mixer[C]//Proceedings of 2010 IEEE International Conference on Ultra-Wideband(ICUWB2010).

[12]Andrews C. Implications of Passive Mixer Transparency for Impedance Matching and Noise Figure in Passive Mixer-First Receivers[C]//IEEE transactions on Circuits and Systems—I:Regular Papers,VOL. 57,NO. 12,Dec. 2010.

田曉明(1975-),男,博士研究生,主要研究方向為射頻與模擬集成電路設計,daran.tian@gmail.com;

白春風(1987-),男,博士研究生,主要研究方向為射頻與模擬集成電路設計,404252908@qq.com;

吳建輝(1966-),男,教授,博士研究生導師,主要從事射頻與模擬集成電路設計和混合信號集成電路設計等方面的研究,wjh@seu.edu.cn。

DesignandImplementationofLowPowerRFFrontEndAppliedinIntelligentSensor

TIANXiaoming,BAIChunfeng,WUJianhui*

(National ASIC system engineering research center,Southeast University,Nanjing 210096,China)

A low power RF front end,which includes low noise amplifier(LNA)and down mixer,is employed in an intelligent sensor. The wireless communications of intelligent sensors are based on Zigbee protocol,and a Zigbee receiver generally uses low IF architechture to obtain a good trade-off between high sensivity and low power. Proposed LNA adopts a common gate(CG)noise cancelation structure and employs‘gmboost’technique to achieve a low noise figure(NF)for a low power consumption and a simplified impedance matching net. Passive architechture is employed in the design of down mixer with both the input transconductance stage and the output transimpedance stage reducing power consumption by employing‘gmboost’technique. Besides,passive mixing switch consumes no quiescent current,which also contribute to the low power design. The design is implemented in TSMC 0.13 μm CMOS RF technology with the circuit consuming 0.12 mm2active area and 5.4 mW power at the supply of 1.2 V. Simulation results reveal that LNA achieves a performance of 2.1 dB NF andS11below -30 dB,as well as the mixer obtains 27.7 dB conversion gain. What’s more,5.4 dB NF and 5.5 dBm IIP3 is measured in the test of RF front end,which is competent for intelligent sensor applications.

intelligent sensor;low power RF front end;noise cancellation;gmboost;passive mixer

2014-07-04修改日期:2014-08-26

10.3969/j.issn.1004-1699.2014.10.005

TN942

:A

:1004-1699(2014)10-1326-06